Локальный кэш на случай потери связанности Сети при приходе «суверенного интернета»

Как это работает в теории и на практике.

Посредством метода свертывания боковой полосы и фильтрации af обсуждаемая здесь система генерирует сигнал с одной боковой полосой, обладающий уникальной особенностью, заключающейся в том, что подавленная боковая полоса находится в том же канале, что и передаваемая боковая полоса. Этот «третий метод», разработанный Д. К. Уивером, создает сигнал SSB непосредственно на желаемой выходной частоте, но не требует широкополосных аудиосистем с фазовым сдвигом.

Однополосный выпуск Proceedings of the IRE содержит наводящую на размышления статью, озаглавленную «Третий метод генерации и обнаружения однополосных сигналов». (1) Схема интересна тем, что, хотя балансные модуляторы, фильтрация и фазирование по отдельности являются обычными в технике SSB, способ их использования здесь уникален. Это совсем не похоже на нынешнюю практику.

Возбудитель «третьего метода», созданный W1PNB, был разработан для легкой модификации схемы во время экспериментальных работ, и поэтому он значительно больше, чем было бы необходимо в «окончательной» конструкции. Аудиосхемы расположены спереди, а балансные модуляторы занимают заднюю часть корпуса.

Рис. 1 представляет собой схему базового генератора «третьего метода». Общий источник звука параллельно подается на два обычных балансных модулятора. Несущий сигнал для этих первых модуляторов — и это новинка — сосредоточен в речевом диапазоне на частоте 1800 Гц. Несущие напряжения находятся в квадратуре.

Рис. 1. Схема однополосного генератора «третьего метода» (Weaver, Proc. IRE, December, 1956). Константы выходных цепей вторых балансных модуляторов (3000 мкФ и 9,5 мкГн) и значения RC в фазосдвигающей цепи ВЧ-генератора (160 Ом и 1000 пФ) даны для выходной частоты 1 Мгц, и должны быть соответствующим образом изменены для других выходных частот. Константы ФНЧ следующие:
C1 0,15 мкФ; С2 0,20 мкФ; С3 0,11 мкФ; L1 27,5 мГн; L2 100 мГн; L3 75 мГн.

За каждым модулятором следует идентичный фильтр нижних частот, предназначенный для пропуска частот ниже первой несущей с частотой 1800 Гц и подавления частот выше этой частоты.

Выход каждого фильтра подается на другой сбалансированный модулятор. Квадратурное несущее напряжение для этих вторых модуляторов находится на желаемой выходной ВЧ частоте. ВЧ выходы этих модуляторов объединены последовательным соединением звеньев.

Схема будет рассмотрена далее, но сначала давайте взглянем на претензии к этому методу:

1. Для этого не требуются фильтры с резкой отсечкой.
2. Никаких широкополосных цепей с фазовым сдвигом не требуется.
3. Неправильная фазировка и балансировка не приводят к выходу нежелательной энергии за пределы канала.
   Вместо этого появляется инвертированная внутриканальная энергия.
4. Нежелательные компоненты сигнала составляют не менее 30 дБ вниз.
5. Сигнал SSB может генерироваться на любой желаемой радиочастоте.
6. Операция может быть двусторонней, то есть этот метод можно использовать и для приема SSB.
7. Качество хорошее.
8. Устройство может быть небольшим и прочным.

На рис. 2 показан спектр речи, применяемый к системе. Эти частоты гетеродинны (модулированы) с 1800-Гц первой несущей в каждом начальном модуляторе. За исключением квадратурного фазового сдвига, выходные сигналы обоих модуляторов идентичны. Пока нам нужно рассмотреть только один.

Рис. 2. Спектр речи, рассматриваемый в описываемой системе.

Первый модулятор и фильтр нижних частот.

На рис. 3 показан выходной спектр любого исходного модулятора. Обратите внимание, что верхняя боковая полоса этого процесса модуляции (суммарная частота) занимает обычное отношение к 1800-периодной несущей, fcl. Нижняя боковая полоса (разностная частота) загибается сама на себя. Это происходит потому, что не может быть «минусовых частот» и потому что несущая находится в пределах речевого диапазона. По последней причине есть две речевые частоты - одна выше и одна ниже 1800 Гц, которые смешиваются для получения идентичных частот в выходном диапазоне модулятора от 0 до 1500 Гц. Это показано графически на рис. 4. Здесь каждая частота в разностной боковой полосе может представлять любую из двух исходных звуковых частот. Исключение составляет 0 Гц (постоянный ток), который теперь представляет исходный звук из 1800 Гц. Обращаясь к рис. 1, обратите внимание, что связь по постоянному току используется между первым и вторым модуляторами, так что звуковая информация вблизи 1800 Гц не будет разрушена.

Рис. 3. Выходной спектр первого балансного модулятора.

Рис. 4. Частотные компоненты в речевой полосе, которые равномерно разнесены по обе стороны от 1800 Гц, преобразуются в ту же частоту в разностной боковой полосе. Это происходит в первом балансном модуляторе.

Обращаясь еще раз к рис. 3, нас интересует только разность боковых полос - ниже 1500 Гц. Суммарная боковая полоса - выше 2100 Гц - должна быть эффективно удалена. Если ее не удалить, эта полоса частот появится в конечном сигнале как нормальная, читаемая, развернутая, «нежелательная боковая полоса».

Пунктирная линия на рис. 5 представляет требования к фильтру нижних частот, необходимые для произвольного подавления нежелательной боковой полосы на уровне 40 дБ, если диапазон речи начинается с 300 Гц.

Рис. 5. Характеристика фильтра звуковых частот для 40 дБ подавление внеполосных компонентов.

Работа второго модулятора

Выходной спектр, пропущенный фильтром, подается на второй модулятор. В этом случае (второй модулятор) несущая имеет приблизительно желаемую выходную частоту. Квадратурная фаза также поддерживается между несущими напряжениями, подаваемыми на оба вторых модулятора.

На рис. 6 показан индивидуальный выход любого второго модулятора. Сигнал в этой точке представляет собой двухполосный сигнал с подавленной несущей. Обе боковые полосы имеют ширину 1500 Гц. Однако все 3000 Гц исходной звуковой информации содержатся в каждой из этих боковых полос из-за эффекта складывания первого модулятора. Обе боковые полосы содержат два компонента. Один представляет нижнюю половину исходной речи, а другой — верхнюю.

Рис. 6. Канал сигнала содержит два набора компонентов, соответствующих верхней боковой полосе (заштрихованной) или нижней боковой полосе (прозрачной). Один набор может быть устранен с помощью радиочастотной и звуковой фазировки. Частота гетеродина приемника установлена на 1800 Гц в одну сторону от подавляемой несущей частоты передатчика. Используемая сторона зависит от передаваемой боковой полосы.

Оба модулятора имеют одинаковый выходной спектр. Соотношение фаз отдельных выходов из-за квадратурной подачи несущей на оба модулятора таково, что объединение выходов вторых модуляторов приводит к тому, что одна компонента выводится из каждой боковой полосы. Таким образом, на рис. 6 компоненты сигнала, содержащиеся в заштрихованных областях, будут подавляться, а компоненты в светлых областях - передаваться, или, если аудио или радиочастотная фаза реверсированы, будет верно обратное. Если компоненты в незаштрихованных областях передаются, приемник SSB, настроенный на синтетическую несущую частоту fc2 + 1800, будет воспроизводить нормальный звуковой спектр. Если используются компоненты в заштрихованных областях, приемник переключит боковые полосы и настроится на fc2 - 1800 для правильной демодуляции.

Рис. 7 демонстрирует первый случай и показывает наличие и расположение инвертированной нежелательной боковой полосы. Это «нежелательное» происходит из-за несовершенной фазировки. Занимает тот же канал, что и «верная» полоса.

Рис. 7. Ошибка фазирования приводит к тому, что инвертированная боковая полоса накладывается на полезный сигнал боковой полосы.

Рабочие характеристики

Рис. 8 представляет собой полный выходной спектр конечного сигнала. Если приемник настроен на fc2 - 1800 или fc2 + 1800 (в зависимости от передаваемой боковой полосы), то будет получен правильный прием исходного звука. Любой дисбаланс во вторых модуляторах, приводящий к утечке истинной подавленной несущей в точке fc2, приведет к слышимому тональному сигналу с частотой 1800 Гц. Обратите внимание, что внеканальные группы, помеченные как «фильтровать нежелательные», являются функцией производительности фильтра. Заштрихованная область, указывающая на внутриканальный инвертированный сигнал, является функцией регулировки фазы.

Рис. 8. Полный спектр сигнала, показывающий положение внеполосных нежелательных компонентов, не подавленных низкочастотными аудиофильтрами.

Одночастотные устойчивые сигналы, которые настраиваются как несущие, появятся на частотах fс2 - 1800 и fc2 + 1800 (точки правильной настройки приемника), если исходная несущая звуковой частоты на частоте 1800 Гц не полностью обнулена в первой паре балансных модуляторов.

Новые возможности «третьего метода» вызвали большой интерес у моих друзей из SSB. Было много предположений о том, как система будет работать и звучать. Соответственно перепробовав все от nfm до "супермодуляции" решил попробовать "третий способ". Из-за неуверенности в результате и стремления к дешевым и быстрым результатам я не построил полный возбудитель, а просто базовый блок, который можно было подключить к существующему возбудителю. Результаты представлены на фотографии. Поскольку детали в значительной степени «вымогались» у заинтересованных наблюдателей, и использовалась любая часть, которая могла работать, независимо от размера или формы, из рисунка не следует делать никаких выводов о возможностях системы с точки зрения объема или сложности.

Основная схема тщательно соблюдалась. Незначительные изменения включали замену кристаллических диодов на ламповые, увеличение выходной частоты до 455 кГц и замену фазовращателя второго генератора на настроенные схемы с критической связью. За аудиокаскадом с двойным триодом следует низкочастотный аудиофильтр и схема для ослабления низких частот. Генератор на 1800 Гц использует индуктивность с тороидальной обмоткой. Трансформаторы, подающие звук, имеют линейное сопротивление 500 Ом, а пластинчатые трансформаторы обеспечивают несущую 1800 Гц. Выходные настроенные схемы были уменьшены до 455 кГц.

По завершении установка была соединена с каскадами промежуточной частоты существующего аппарата с полосой пропускания 20 кГц. Полученный сигнал был проверен и отрегулирован с использованием высокоселективного станционного приемника, калиброванного аттенюатора и осциллографа, которые использовались в течение нескольких лет для точного измерения ширины полосы и относительных амплитуд различных компонентов передаваемого и входящего сигналов.

Экспериментальный возбудитель «третьего метода» выполнялся следующим образом. Как показано на рис. 8, подавленная несущая на входе fс2 обнуляется путем балансировки двух вторых модуляторов. Не возникло никаких трудностей с получением нуля не менее 40 дБ, но любой дрейф этого нуля приводит к слышимому свистку в принимаемом сигнале с частотой 1800 Гц.

Компоненты, сгруппированные вверху по центру, предназначены для фильтров нижних частот.

Подобные несущей сигналы на 1800 Гц выше и ниже fс2, обнуляются в первых балансных модуляторах. Опять же, не было никаких проблем с получением нуля. Этот нуль держится лучше, но ноль для обоих сигналов не возникал при точно такой же настройке - трудности, которой было недостаточно, чтобы помешать получению хорошего сигнала. Возможно, это было связано с какой-то особенностью данного конкретного агрегата.

Сначала был обнаружен значительный читаемый сигнал в области, помеченной как «нежелательная фильтрация». Эксперименты показали, что исходные простые фильтры нижних частот с константой k неадекватны для получения подавления внеканальных помех, сравнимого с подавлением обычных установок. Добавление конденсатора к центральной катушке фильтра, чтобы получить одну производную от m секцию, дало значительно улучшенные результаты, но желателен лучший фильтр, рассчитанный на максимально острую отсечку. Хотя на этой частоте достаточно легко получить желаемую селективность, фактическая крутизна (в Гц) должна быть такой же хорошей, как и для любого обычного фильтрующего оборудования.

Когда проблема внеканальности была решена, был изучен поэтапный аспект. Чрезвычайно интересно отметить влияние различных уровней свернутой боковой полосы на разборчивость и искажения полезного сигнала. Без подавления одной боковой полосы любой сигнал может быть скопирован, но через довольно сильные помехи от другого. Благодаря инверсии ненужной боковой полосы можно допустить удивительно большое количество нежелательного сигнала, не вызывая при этом особых проблем. Когда перевёрнутая боковая полоса подавляется на 20 дБ и более, кажется, что она практически исчезает как фактор разборчивости. При 30 дБ его влияние на качество голоса незначительно.

Выводы

Многие контакты были сделаны с использованием этого возбудителя. Результаты были превосходны. Хотя не все необходимые корректировки и исследования завершены, можно сделать некоторые выводы из проделанной работы.

Система в основном способна производить отличные сигналы SSB. Хотя эти сигналы на самом деле являются двухполосными с подавленной несущей, компоненты боковой полосы устроены таким образом, что они настраиваются аналогично и в остальном неотличимы от обычных однополосных передач с подавленной несущей. Хотя система выигрывает от чрезвычайно низкой частоты работы фильтра, а плохая фазировка не является разрушительной, фактическое затухание в зависимости от частоты двух фильтров должно быть таким же хорошим, как и в любой установке для фильтрации.

Большим препятствием на нынешнем уровне разработки является полная зависимость от поддержания нуля в сбалансированных модуляторах для удаления несущей и возникающих в результате слышимых биений.

Хотя невозможно предсказать, какую роль «третий метод» сыграет в будущей голосовой связи SSB, если таковая будет, эта статья представлена потому, что эта система должна заинтриговать любого, кто интересуется различными типами модуляции.

Я хочу поблагодарить тех, кто работает на 75-метровом диапазоне, чьи роли, интерес и поддержка сделали этот проект приятным. Диаграммы и графики, сопровождающие эту статью, в значительной степени были подготовлены Тони Сиво, W2FYT, в результате ранних дискуссий о «третьем методе».

Notes

1. Weaver, "A third method of generation and detection of single sideband signals," Proceedings of the IRE, Dec., 1956.

Howard F. Wright, W1PNB.