Ретроволынка 151 палаты.

Ретроволынка 151 палаты.

Чем мы тут занимаемся.

Местный автор имеет необычное хобби собирать из подручных материалов и чего попало локальную КВ связь на условные 100 км. Что хоть и безобидно, но привлекает внимание санитаров. А потому для конспирации применяется широко известная в узких кругах абстракция «151 палата». В рамках которой можно невозбранно, но с осторожностью оперировать терминами «тактической» радиосвязи, с умным видом наводя тень на плетень.

Новый опус, повествующий о сотворении очередного кирпича, умеющего общаться с себе подобной железякой на 100 км, приурочим к сезону весеннего обострения. Всего же таких саг пока что сложено две штуки:

1. SSB КВ радиостанция 151 палаты.
2. КВ модем для цифровых видов связи «Волынка 151 палаты».

Пошедшим по ссылкам понадобится мужество. Там 2 тома «Войны и мира».
Но есть и совсем лёгкое, почти развлекательное чтиво сходной тематики:

1. End Fed антенна на диапазон 80 метров.
2. End Fed несимметричный диполь на тот же диапазон.

Весь указанный диайвай обильно иллюстрирован мыслями и картинками, обучая любого желающего строить QRPP приёмопередатчики буквально из мусора, всего за 1000 японских иен. Причём параметры таких поделок, как ни странно, весьма достойные.

Как Вы уже понимаете, на достигнутом мы точно не остановимся.
Так что вот Вам устрашающее оглавление:

«Ретро-Волынка 151 палаты», оглавление.

• Глава 1. Концепция, материалы и технологии.
  • §1.1 Предшествующий опыт.
    • §1.1.1 Короткие (местные) радиотрассы.
    • §1.1.2 Радиотрассы средней дальности.
    • §1.1.3 Протяжённые радиотрассы.
  • §1.2 Причины и суть челенджа с Ретро.
  • §1.3 Необходимые поправки к концепции «Волынки».
    • §1.3.1 Сужение полосы пропускания тракта.
    • §1.3.2 Выбор между LSB и USB.
    • §1.3.3 Добавление телеграфного режима.
    • §1.3.4 Оценка необходимой мощности.
  • §1.4 Можно ли обойтись без приборов?
    • §1.4.1 Вспомогательная оснастка.
  • §1.5 Комплектующие: Выбор ОУ.


• Глава 2. Конструирование приёмного тракта.
  • §2.1 Основной УНЧ с глубокой АРУ.
  • §2.2 Предусилитель.
  • §2.3 ВЧ тракт на аналоговых ключах SN74HC4066.
    • §2.3.1 Рабочий прототип.
    • §2.3.2 Кварцевый гетеродин на ключе SN74HC4066N.
    • §2.3.3 Смеситель на ключах SN74HC4066N.
    • §2.3.4 О рабочей точке ключей смесителя.
  • §2.4 Фильтр основной селекции.
    • §2.4.1 Лестничный фильтр.
    • §2.4.2 Согласование кварцевого фильтра на концах.
    • §2.4.3 Подбор кварцев.
  • §2.5 Принципиальная схема приёмного тракта.
    • §2.5.1 Гальваническая развязка своими руками.
  • §2.6 Стоимость приёмного тракта.


• Глава 3. Конструирование передающего тракта.
  • §3.1 DSB модулятор.
    • §3.1.1 Диоды для DSB модулятора.
    • §3.1.2 Трансформаторы DSB модулятора.
    • §3.1.3 Усилитель сигнала гетеродина.
  • §3.2 ВЧ часть передатчика.
    • §3.2.1 Излучаемый спектр.
  • §3.3 НЧ часть передатчика.
  • §3.4 Добавление режима CW.
  • §3.5 Схема управления.
    • §3.5.1 Виртуальный COM-порт через USB-RS232 кабель.
    • §3.5.2 Физический COM-порт.
  • §3.6 Измеритель SWR (КСВ).
    • §3.6.1 Схема управления мультиплексором.
    • §3.6.2 Многоцветный индикатор.
    • §3.6.3 Индикатор напряжения аккумулятора.
    • §3.6.4 Стоимость блока индикации.
  • §3.7 Принципиальная схема передающего тракта.
  • §3.8 Стоимость передающего тракта.


• Глава 4. Изготовление Ретроволынки.
  • §4.1 Печатная плата передатчика.
  • §4.2 Печатная плата приёмника.
  • §4.3 Настройка приёмного тракта.
  • §4.4 Настройка передающего тракта.
    • §4.4.1 Согласование кварцевого фильтра с драйвером.
    • §4.4.2 Перекрытие АЧХ трактов приёма и передачи.
    • §4.4.3 Настройка НЧ тракта передатчика.
    • §4.4.4 Выбор рабочего уровня звука.
    • §4.4.5 Настройка уровня срабатывания VOX.
    • §4.4.6 Контроль линейности передающего тракта.
    • §4.4.7 Настройка CW режима.
    • §4.4.8 Измеритель SWR и мощности.
  • §4.5 Оформление модема в корпус.
    • §4.5.1 Разъёмы.
    • §4.5.2 Кнопки.
    • §4.5.3 Межплатные соединения.
    • §4.5.4 Стоимость фурнитуры.
    • §4.5.5 Внешний вид.
  • §4.6 Контроль характеристик модема.
    • §4.6.1 Устранение влияния передатчика на приёмник.
    • §4.6.2 Уровень выходного сигнала.
    • §4.6.3 Реальная чувствительность.
    • §4.6.4 Подавление зеркального канала.
    • §4.6.5 Контроль выходного сопротивления передатчика.
    • §4.6.6 Напряжение питания и выходная мощность.
    • §4.6.7 Индикатор напряжения батареи питания.
    • §4.6.8 Градуировка шкалы SWR индикатора.
    • §4.6.9 Градуировка измерителя мощности.
  • §4.7 Эфирные испытания.
    • §4.7.1 Излучаемый спектр.
    • §4.7.2 Стабильность частоты передатчика.
    • §4.7.3 Стабильность частоты приёмника.
    • §4.7.4 Излучение гетеродина в антенну.
  • §4.8 Характеристики цифрового модема.
  • §4.9 Итог диайвая.
  • §4.10 Про «цифру» без компьютера.

Глава 1. Концепция, материалы и технологии.

§1.1 Предшествующий опыт.

Практическая радиосвязь (но не радиолюбительская «по прохождению», и уж тем более не профессиональная со сменой трёх-четырёх разных частот на протяжении суток, а предельно бюджетная точка-точка на 100-200 км с фиксированной частотой в диапазоне 80 м) подчиняется теории, основные закономерности которой хорошо бы представлять.

Воспользуемся сервисом предсказания прохождения для радиотрасс.

Эмпирически найдено, что при указании мощности 1W, вида модуляции CW, и наихудших условий приёма (зашумлённость -139 dBW), количественная оценка сервисом возможности связи между двумя точками соответствует работе на самоделке низкободовой модой (типа THORµ) на мощности 1.5-2W. Антенны на передающей и приёмной стороне в сервис подставляются реальные, какие есть по факту.

Однако есть ряд нюансов, поначалу не вполне очевидных.

§1.1.1 Короткие (местные) радиотрассы.

Если использовать в качестве контрольных точек web-SDR приёмники, для парочки ближних трасс (оказались доступны с дальностью 68 и 170 км) актуальны такие вероятности установления связи в разное время суток:

NO14NU to NO14TH: 69 km (CW 1W, dipole 40m, ASL 30m, -139 dBW)
Loc	01	02	03	04	05	06	07	08	09	10	11	12	13	14	15	16	17	18	19	20	21	22	23	24
Jan
Feb
Mar
Apr
May
Jun
Jul
Aug
Sep
Oct
Nov
Dec
Loc	01	02	03	04	05	06	07	08	09	10	11	12	13	14	15	16	17	18	19	20	21	22	23	24

0%

10%

20%

30%

40%

50%

60%

70%

80%

90%

100%

NO14NU to NO13TI: 170 km (CW 1W, dipole 40m, Multiband dipole, -139 dBW)
Loc	01	02	03	04	05	06	07	08	09	10	11	12	13	14	15	16	17	18	19	20	21	22	23	24
Jan
Feb
Mar
Apr
May
Jun
Jul
Aug
Sep
Oct
Nov
Dec
Loc	01	02	03	04	05	06	07	08	09	10	11	12	13	14	15	16	17	18	19	20	21	22	23	24

0%

10%

20%

30%

40%

50%

60%

70%

80%

90%

100%

Конретно таких графиков онлан-сервис не рисует, но местный автор умеет в парсинг, так что будем смотреть на науку в наиболее её наглядном виде.

Время из UTC для удобства сразу переведено в декретное.
В местной локации оно на час больше астрономического, что заметно.

Картинки качественно совпадают, и это очень хорошо. На интересующих нас дистанциях появление какой-либо специфики полезным не будет.

Здесь мы с очевидностью наблюдаем картину, характерную для зенитного излучения, в частности, поглощение радиоволн ионизированным слоем D в послеполуденное время. Длина радиотрасс в обоих случаях исключает иной механизм распространения, кроме зенитного.

Как видим, при ближней связи на удалениях 100~200 км диапазон 80м является ярко выраженным дневным, но только зимой. В остальные сезоны он сумеречный, хотя летом тоже есть ближнее дневное прохождение.

Если поелозить мышом над клеточками, всплывающая подсказка предъявит вероятность связи «R» в процентах, а так же силу сигнала «S» в dBm. Ещё показывается «M» - вероятность того, что максимально применимая частота (МПЧ) выше той, для которой делается прогноз (это важно).

Но картинки не совсем корректны, так как предполагают использование штатно подвешенной антенны дальней связи. У нас обратная задача, и антенна вывешивается низко, на высоте четырёх-пяти метров, для работы через зенитное излучение. Соответственно, обе картинки должны быть более насыщенного красного цвета.

Если же оперировать имеющимися цветами, то при R>75% и выше связь обычно есть. При R<70% она имеет обыкновение пропадать.

Замена моды THORµ на OLIVIA 16-125 позволяет работать даже с жёлтыми клетками, с вероятностями от 65%. Выпадает только несколько полуденных часов в весенне-осенний сезон.

При типичной чувствительности web-SDR около 0.5 µVrms, которая бывает весьма неодинаковой, достаточно мощности 50 mW на 100-км дистанции, и 100 mW на 200-км.

§1.1.2 Радиотрассы средней дальности.

Для дистанций 300-400 км сервисом прогнозирования прохождения можно пользоваться без коррекции в уме насыщенности красного цвета:

NO14NU to NO33QT: 299 km (80m, CW 1W, dipoles 40m - 20m, -139 dBW).
Loc	01	02	03	04	05	06	07	08	09	10	11	12	13	14	15	16	17	18	19	20	21	22	23	24
Jan
Feb
Mar
Apr
May
Jun
Jul
Aug
Sep
Oct
Nov
Dec
Loc	01	02	03	04	05	06	07	08	09	10	11	12	13	14	15	16	17	18	19	20	21	22	23	24

0%

10%

20%

30%

40%

50%

60%

70%

80%

90%

100%

Тут зенитное излучение уходит не вверх, а под некоторым углом, благодаря чему связь возможна круглосуточно. И да, она хороша - для таких трасс достаточно тех же самых 100 mW.

§1.1.3 Протяжённые радиотрассы.

Предельная дальность связи на 80 метрах одним скачком ограничена 1500-2000 км, на большее энергетики у QRP уже не хватает. Соответственно, дистанции от вдвое-втрое короче предельных до предельных тут условно зовутся дальними радиотрассами, и даже по внешнему виду таблицы вероятностей установления связи отличаются от всего того, что мы видели раньше:

NO14NU to NO66KA: 629 km (80m, CW 1W, dipoles 40m - 20m, -139 dBW).
Loc	01	02	03	04	05	06	07	08	09	10	11	12	13	14	15	16	17	18	19	20	21	22	23	24
Jan
Feb
Mar
Apr
May
Jun
Jul
Aug
Sep
Oct
Nov
Dec
Loc	01	02	03	04	05	06	07	08	09	10	11	12	13	14	15	16	17	18	19	20	21	22	23	24

0%

10%

20%

30%

40%

50%

60%

70%

80%

90%

100%

NO14NU to MO04SW: 1374 km (CW 1W, dipole 40m, AV-680, -139 dBW)
Loc	01	02	03	04	05	06	07	08	09	10	11	12	13	14	15	16	17	18	19	20	21	22	23	24
Jan
Feb
Mar
Apr
May
Jun
Jul
Aug
Sep
Oct
Nov
Dec
Loc	01	02	03	04	05	06	07	08	09	10	11	12	13	14	15	16	17	18	19	20	21	22	23	24

0%

10%

20%

30%

40%

50%

60%

70%

80%

90%

100%

Правда, здесь придётся проводить в уме корректировку насыщенности оттенков красного цвета в обратную сторону - связь будет явно хуже, чем обещано. Причина опять-таки в NVIS антенне. Сервис предполагает, что её лепесток диаграммы направленности прижат к горизонту, а по факту он направлен в зенит. Червякам тепло, но вдаль излучается плохо.

600-км дистанция не накладывает каких-либо особых требований. Можно использовать те же цифровые моды, что и для ближней связи. Но мощности уже нужно от 500 до 1000 mW.

На 1400-км дистанции потребуется уже вся мощность 2W. Цифровая мода OLIVIA 32-125 вне конкуренции, но и что-то более высокободовое тоже иногда проходит. Особенно зимой.

К сожалению, такая радиотрасса реализуется только в условиях дальнего ночного прохождения. В месте приёма на сигнал накладывается масса помех, диапазон не пуст, как днём. Буковки можно пересылать, но весьма неспешно.

Тем не менее, с любым из перечисленных выше web-SDR связь устанавливается в любой день, но на протяжении различного периода времени, и в разное время суток. Наименее затейлива местная связь, и как раз ею мы интересуемся.

§1.2 Причины и суть челенджа с Ретро.

Круглосуточная связь «цифрой» на интересующую нас дистанцию 100~300 км получилась, причём из городской локации, с её океаном помех. Теперь было бы логично, не трогая саму концепцию, перекроить схемотехнику девайса под совсем неприхотливую элементную базу.

Зачем?

Электронная промышленность Страны как умерла в начале 90-ых, так и не возродилась. Не стоит ожидать позитива и в обозримом будущем.

Поэтому представим, что современные комплектующие нам уже недоступны. С большим трудом удастся наскрести по сусекам только ОУ и простенькие аналоговые ключи. Вот на них всё и будем собирать.

Это даже символично.

Примерно 40 лет назад В.Т. Поляков начал проповедовать Direct Conversion Radio на примере совершенно примитивных конструкций. Если реализовать их на должном уровне и на детальках тех времён, но тогда казавшихся недоступным хай-эндом, как раз и получим «Ретроволынку».

Так что челендж на сегодня такой: задействуя технологии и комплектующие этак сорокалетней давности, попытаемся сотворить КВ модем для надёжной связи на тактические дистанции. Ну чем не ретро?

Правда, и никаких дистрайптивных технологий тоже не ожидается.

С практической точки зрения цифровой модем несколько специфичен, и уступает ортодоксальной телеграфной радиостанции. Цифра это хорошо и дальнобойно, но морзянка на порядок проще. Ежели совместить то и другое в одном девайсе, пусть и ценой его усложнения, будет замечательно.

§1.3 Необходимые поправки к концепции «Волынки».

Тщательное исследование возможности связи малой мощностью (QRPP) на небольшие расстояния в сотни км на выбранном диапазоне (80 метров) внесло коррективы в изначальные представления об эффективных в таких условиях цифровых модах. Что лучше зафиксировать на аппаратном уровне.

§1.3.1 Сужение полосы пропускания тракта.

Широкая полоса радиоканала по итогам тестов первой версии «Волынки» оказалась совершенно не востребованной. На простой аппаратуре задача связи малой мощностью решается лишь низкободовыми модами. Полосы 200 Hz для этого совершенно достаточно, цифровые моды типа THORµ, JS8Call, OLIVIA XX-125 в неё укладываются.

Регламентом узкополосным модам предписано жить ниже 3.58 MHz.
Тут уместны кварцы для системы цветности NTSC на 3.579545 MHz.
Они доступны и бывают всякие-разные:

§1.3.2 Выбор между LSB и USB.

Идея совмещения диапазонного фильтра с фильтром основной селекции оказалась перспективной. Узкополосный кварцевый фильтр на частоту радиоканала работает замечательно, но содержит многовато кварцев.

Для технологичности кварцевый фильтр исполнялся по топологии QER, что предполагает минимально 8 кварцев как в приёмном, так и передающем трактах. Это кажется шибко сложным, и пугает людей.

На этот раз кварцевый фильтр у нас будет лестничным. В случае узкой полосы он реализуется всего на 3-4 резонаторах, при достаточной крутизне скатов АЧХ. Но есть нюанс.

Лестничные фильтры выше третьего порядка используют несколько разных номиналов конденсаторов, которые следует подбирать весьма точно. Не у всех есть такая возможность. К счастью, для фильтра третьего порядка достаточно только одного номинала, и только потому это наш выбор.

Если спроектировать фильтр с шириной полосы пропускания 200 Hz на трёх NTSC резонаторах в самом распространённом корпусе HS49S «лодочка», чем мы займёмся в своё время, то узрим вот такую картинку.

АЧХ кварцевого фильтра явно ассиметрична, и если центральной частоте фильтра соответствует, к примеру, тон в наушниках 600 Hz, то зеркальный канал расположен на радиочастоте в 1200 Hz левее или правее. Во втором случае подавление зеркального канала получится на 15 dB выше, так что опорный генератор лучше ставить на верхнем скате АЧХ.

При частоте гетеродина выше частоты сигнала получаем инверсию спектра. Рабочая полоса LSB, а не общепринятая для цифровых режимов USB.

Однако связной софт типа FLDIGI, содержащий все полезные нам дигимоды, умеет инвертировать спектр. Потому совместимость с другими станциями не пострадает, ухода от протоколов не случится.

§1.3.3 Добавление телеграфного режима.

Узкополосный приёмо-передающий тракт с полосой в районе 500-700 Hz по низкой частоте по сути является телеграфным, и было бы логично добавить режим CW аппаратно, а не через эмуляцию тем же FLDIGI.

В рамках специфической концепции применения девайса такой шаг просто напрашивается. Ведь компьютерная техника со связным софтом на борту в виде смартфона, планшета или ноутбука может умереть, но возможность слышать ухом и жать рукой точки-тире присуща каждому от рождения.

§1.3.4 Оценка необходимой мощности.

Экспериментально найдено, что при приёме весьма неторопливых буковок через web-SDR на наши 100-200-300 км достаточно мощности 125 mW. По чувствительности SDR обычно весьма хороши, лучше 0.3 µV, или -118 dBm.

Наша поделка совершенно точно не достигнет таких показателей, однако микровольт чутья всё-таки может реализоваться, что составляет -107 dBm.

Как понимаем, разница в 11 dB на приёме может быть скомпенсирована повышением мощности передатчика на те же самые 11 dB в случае работы на однотипных самодельных устройствах. 125 mW (21 dBm) таким образом превращаются в 1.6 W (32 dBm), но лучше иметь небольшой запас.

Думается, двух Ватт (33 dBm) будет достаточно.

В «волшебные часы» от заката до глубоких сумерек состояние ионосферы способствует местной связи, и SDR, удалённый на 70 км, прекрасно принимает 2.5 mW модой OLIVIA 32-125, а на 300 км можно достучаться ~15 mW той же модой. Микровольтной самоделке хватит и 200 mW. Десятикратный запас по мощности необходим для сглаживания суточных колебаний SNR, экспериментально наблюдавшихся в одной из предыдущих публикаций:

Получается, двух Ватт выходной мощности должно хватить для связи на протяжении большей части суток между двумя однотипными устройствами со скромной чувствительностью не хуже 1 µVrms.

§1.4 Можно ли обойтись без приборов?

Вся приёмо-передающая техника, это в первую очередь радиотракт, вокруг которого и идут пляски. Логично было бы с него и начать, но делать так не следует. Ведь тогда потребуется серьёзная измерительная ВЧ аппаратура.

Целесообразно поступить наоборот, сначала создать НЧ часть радиотракта, а уж потом перейти к ВЧ каскадам, используя для контроля уже имеющийся весьма чувствительный НЧ тракт. В таком случае даже и осциллограф не потребуется. Софт наподобие «Sound Card Oscilloscope», «SpectraLab» или «SpectraPLUS» полностью закрывает собой потребность в измерительной аппаратуре.

Местный автор пользуется «SpectraPLUS» как наиболее функциональным.

Приёмный тракт прямого преобразования можно спроектировать и отладить, руководствуясь только спектральными измерениями, ни разу не надев наушники. Чем мы далее и займёмся, обложившись кучей спектров.

§1.4.1 Вспомогательная оснастка.

Данный параграф носит познавательный характер. Просто чтобы возникло понимание, что, чем и как в опусе замеряется.

Перед постройкой НЧ тракта с микровольтной чувствительностью надлежит позаботиться об испытательном сигнале соизмеримого уровня. Генератор сигналов по современным стандартам обычно имеет выход от 1.4 mVrms до 7.07 Vrms, и с помощью аттенюатора -80 dB мы свои микровольты получим. Проблема в другом.

Крайне сложно подвести к усилителю НЧ сигнал столь малой амплитуды, не загадив его попутно фоном переменного тока и индустриальными помехами. Как вариант, потребуется трансформатор для развязки по «массе» от генератора сигналов, фонящего весьма неслабо. Без трансформатора миссия невыполнима.

Местный автор изыскал качественный трансформатор ТОТ-27.
Проверим его пригодность для интересующего нас диапазона частот.

Сначала убедимся в линейности такого девайса. Соединим последовательно генератор, аттенюатор (его можно включать в схему или исключать из неё), трансформатор, звуковую карту. Звуковая карта возможна совсем простая, но получше встроенных ноутбучных. Зовётся VAB-S17-B, выглядит так:

Чтобы достоверно зафиксировать проходную характеристику испытательной оснастки на микровольтах, софт «SpectraPLUS» придётся перевести в режим с накоплением (FFT=131072, Avg=50). На 600 Hz получается так:

Коэффициент передачи трансформатора тут учтён, по горизонтальной оси фигурирует амплитуда сигнала, подведённого именно ко входу звуковой карты, в единицах mVrms.

Из графика можно сделать три вывода:

1. Звуковая карта «Vention VAB-S17-B» в быту весьма хороша.
   От 1 µVrms до 100 mVrms она линейна.
   Мы видим динамический диапазон не менее 100, а то и 110 dB.

2. Больше 130 mVrms на вход звуковой карты подавать нельзя.
   Ибо случается компрессия сигнала, выход из линейного режима.

3. Применённый аттенюатор -80 dB тем самым прошёл поверку, ведь часть графика снята с ним, часть без него, но куски линии состыковались идеально, а значит, затухание в цифрах верное.

Далее надо посмотреть на полосу пропускания трансформатора и звуковухи.

При развёртке участка спектра в 10 кГц за 500 секунд софт «SpectraPLUS» с параметрами FFT=4096 и Avg=200 прорисовывает на графике практически истинную амплитуду входного сигнала, которую дальше можно оценивать в числах. И вот что мы видим:

График синего цвета - шумовая дорожка с истинной амплитудой сигнала.
Красным представлена проходная характеристика трансформатора ТОТ-27.

Даташитом трансформаторов серии ТОТ гарантируется линейность их АЧХ от 300 Hz, но в данном случае что-то весьма похожее на горизонталь мы видим уже начиная от 200 Hz. Для наших нужд этого вполне достаточно. Тестовый сигнал 336 µVrms так же находится в интересном нам диапазоне амплитуд.

Но самое главное, развязка трансформатором дала возможность увидеть звуковой картой сигнал в микровольты и даже менее. Без такой развязки ничего не выйдет, но нам-то нужно.

Резюмируя.

С помощью измерительной оснастки из генератора стандартных сигналов, аттенюатора на 80 dB, трансформатора культовой серии ТОТ и программы «SpectraPLUS» возможно напрямую работать с сигналами от 1 µVrms до 100 mVrms, фиксируя их с достаточной степенью достоверности и без помех.

Отсутствие ГСС в данном случае компенсируется возможностью работы перечисленного выше софта (да и многих других программ) в режиме генератора синусоидального сигнала на выходе звуковой карты.

Если звуковая карта компьютера недостаточно хороша, дело поправимое.
Как видим, дуплексная звуковуха достаточного качества стоит копейки.

§1.5 Комплектующие: Выбор ОУ.

Безусловно, можно было бы извратиться, и построить НЧ тракт чуть ли не на транзисторах серии МП, но это уже перебор, как-нибудь в другой раз. Так что операционный усилитель - наш выбор.

Логично, чтобы он был:

1. Малошумящим.
2. В удобном для работы корпусе DIP8.
3. Мог питаться от 5-6 Вольт.
4. Широкий диапазон рабочих температур приветствуется.
   Вдруг понадобится работа на морозе.

Табличка самых ходовых и доступных ОУ DIP8 в одинаковой распиновке:

Чип:	Noise nV/Hz½	Т,°C:	Umin, V:	Цена, $
OP284EP	3.9	-55+125	±2.5	1.00
LM4562NA	2.7	-40+85	±2.5	0.90
LME49860NA	2.7	-40+85	±2.5	1.15
OPA2134PA	8	-40+85	±2.5	0.40
LM833N	4.5	-40+85	±4.5	0.10
OP275GP	6	-40+85	±4.5	0.60
OP270GP	3.3	-40+85	±5.0	1.15
LM6172IN	1	-40+85	±5.5	0.76
NE5532A	5	0+70	±5.0	0.07

Тут возможен гораздо более длинный перечень ОУ, упомянуты не все.
Автор выбрал OP284F, хотя обычно берут самый доступный NE5532N.
Но OP284F можно питать от весьма низковольтного источника.

Любой из перечисленных ОУ вполне сочетается с концепцией девайса, так как всё оформленное в корпус DIP - это глубокое ретро.

Глава 2. Конструирование приёмного тракта.

Как и запланировано, начнём с конца.
Максимально избегая общения с измерительными приборами.

§2.1 Основной УНЧ с глубокой АРУ.

АРУ обычно ставят лишь для комфорта, чтобы сигналы станций, сильно отличающихся по мощности, принимались с примерно одинаковым уровнем.

Кроме того, можно даже упразднить регулятор громкости.
Как прецедент, некоторые войсковые радиостации его вовсе не имеют.

Мы пойдём намного дальше этого, заглянув в глаза абсурда. У нас не только не будет никакого регулятора громкости, не планируется даже блокировок в приёмном тракте при работе собственного передатчика.

Давайте в рамках минимализма нарисуем предельно простую схемку. Все существующие решения оказались более громоздкими, но работали ничуть не лучше, чем вот этот голый функционал:

Договоримся рабочие решения на схемах тут и далее рисовать чёрным цветом, а идеи или вспомогательную оснастку красить в «баклажан», как это продемонстрировано на рисунке выше.

Неинвертирующий вход ОУ по традиции цепляется к предыдущему каскаду непосредственно, без ненужного разделительного конденсатора и ритуала подтягивания входа к ½ напряжения питания. Предшествующего каскада пока нет, так что возникает нужда в кусочке схемы справа. Второй ОУ чипа надо как-то задействовать - включим его буфером перед звуковой картой.

Как оказалось впоследствии, местный автор переизобрёл уже известное. Нечто подобное практиковалось и ранее:

Какие-либо линеаризующие элементы в цепи АРУ у нас отсутствуют, хотя в принципе возможны. Рукописная архивная схема как раз их обозначает.

Выбор той или иной буковки у советского полевого транзистора КП303, либо его зарубежного аналога, лучше осуществлять по даташитовскому графику тока стока от напряжения затвора.

В подобной схеме амплитудный детектор даст 1V или немногим больше, и хорошо бы, чтобы этого хватало для полного закрытия транзистора.

Судя по графику, наилучшим образом подходят КП303В и КП303И.

Канал полевого транзистора КП303И при отсутствии напряжения на затворе имеет сопротивление приблизительно 300 Ω, так что начальное усиление каскада около 60 dB. На большом сигнале простейший выпрямитель уводит транзистор в режим высокого сопротивления, в результате чего усиление каскада падает пропорционально росту входного сигнала.

Диоды детектора огибающей НЧ для определённости пусть будут не какие попало, а вполне конкретные, 1N4148. Хотя и какие попало тоже пойдут.

АЧХ корректируется с целью завала частот за полосой пропускания 500-700 Hz выбором соответствующих номиналов емкостей на инверсном входе ОУ 2.2 µF и 220 pF. АЧХ при нескольких уровнях входного сигнала такова:

Софт позволяет совместить на одном графике до шести зависимостей.
Пусть на вход УНЧ подаётся сигнал с такими амплитудами:

1. 100,0 µVrms
2. 50.00 µVrms
3. 24.10 µVrms
4. 12.05 µVrms
5. 6.000 µVrms
6. 3.025 µVrms

В последнем случае пролазит фон 50 Hz вместе с нечётными гармониками с 3 по 9. Если уменьшить входной сигнал, все эти пики вылезут в явном виде.

По уровню кривые отличаются примерно в два раза, или на 6 dB, поэтому в случае линейного усилителя расстояния между зависимостями должны быть одинаковы. Так оно и есть, крайние графики смещены на 30 dB.

Можно в этом убедиться, сняв проходную характеристику каскада:

По горизонтали отложена амплитуда на входе, от 0.1 µVrms до 100 mVrms.
По вертикали - показания утилиты «Peak Amplitude» софта SpectraPLUS.
Частота измерений 600 Hz, т. е. середина полосы канала 500-700 Hz.

Регулятор усиления звуковой карты поставлен в положение -10 dB с целью отобразить на графике весь динамический диапазон каскада, начиная от уровня шумов, поэтому график сдвинут по вертикальной оси вверх на 10 dB. Как видим, линейная область простирается на 75 dB.

Давайте вспомним, что при испытаниях оснастки в виде трансформатора входной сигнал амплитудой 336 µVrms наблюдался на -53 dB. Ровно там же сейчас по графику можно отсчитать значение входного сигнала 0.42 µVrms, так что усиление каскада составляет 800, или 58 dB.

Несмотря на красивую кривульку с динамическим диапазоном линейной области аж в 75 dB, услышать ухом можно лишь сигнал от -40 dB, или от 2 µVrms в привычных нам единицах. Чувствительность приёмного тракта по-любому должна быть выше, так что двигаемся дальше.

§2.2 Предусилитель.

Перед УНЧ с АРУ потребуется каскад согласования со смесителем, которому лучше всего быть балансным, с парафазным выходом. Мы предварительно договорились делать смеситель на аналоговых ключах.

Далее напрашивается полноценный инструментальный усилитель на трёх ОУ, но это громоздко, и в большинстве конструкций можно увидеть вот такую схему, номиналы которой уже скорректированы под АЧХ с полосой пропускания 500-700 Hz, с завалом выше и ниже по частоте:

С входом «Q» у такого разностного дифференциатора всё в порядке, но вот если ровно тот же самый сигнал подать на другой вход, то с АЧХ будет полный швах. А ведь данное решение используется массово.

В таком разе открываем книгу «Аналоговая электроника на операционных усилителях» Пейтона и Волша. По её мотивам получилось так:

После дополнения всем необходимым, тут уже гарантирована одинаковая чувствительность по обоим входам, с идентичностью АЧХ по каждому из них. Да и работает такая конструкция совершенно понятным образом.

Теперь о номиналах.

Проходная характеристика УНЧ точно была линейна до 300 µVrms по входу.
Мы можем назначить эту точку эфирному сигналу любого уровня.
Пусть таким уровнем будет 10 µVrms (S6-S7).

Очевидно, требуется дополнительное усиление в 30 раз. Причём надо бы брать с запасом, ибо пассивный кварцевый фильтр и смеситель обладают потерями. Однако, балансный вход предусилителя с его суммированием противофазных сигналов сразу даёт прирост 6 dB. Вот эти 6 dB и спишем на потери в предшествующем пассивном тракте.

Теперь понятно, почему номиналы резисторов соотносятся как 10 kΩ / 330 Ω. Частное как раз равно 30.

Осталось определиться с АЧХ каскада.
Нам необходим завал частот до 500 Hz, и выше 700.

Ну и раз уж мы открыли умную книжку, утащим оттуда ещё и формулы для привязки точек перегиба АЧХ к оси частот, и дополним их калькулятором, позволяющим варьировать номиналы деталек, сразу наблюдая результат:

R1, Ω:		C1, µF:
R2, kΩ:		C2, nF:

Интервал от F2 до F3 должен включать в себя диапазон 500-700 Hz.
Возможно, с некоторым запасом по краям.

Бог не дал нам идеальный ОУ, фигурирующий в теоретических выкладках, так что красивая картинка из учебника выродится в нечто, напоминающее параболу. Но её поведение действительно подчиняется теории. Похоже, номиналу конденсатора C2 сопоставляется частота среза по уровню -3 dB, а это сильно правее от точки перегиба. Что надо учитывать.

Придётся собрать макет с использованием оснастки, выбрав другой отвод первичной обмотки для сохранения коэффициента трансформации 0.48, и провести несколько спектральных измерений:

На входном сигнале 5 µVrms сняты три АЧХ:

Смысл кривых таков:

1. Чёрная - уровень шумов.
   Есть фон переменного тока и его нечётные гармоники.
   На килогерцах видны промышленные помехи, куда без них.
2. Красная - подключены оба входа «I» и «Q»
3. Синяя - подключен только вход «I»
4. Зелёная - подключен только вход «Q»

Две последних кривых в идеале должны в точности совпасть, однако при различии емкостей конденсаторов C1 двух каналов, в области низких частот линии расходятся. Надо стремиться их совместить.

АЧХ при балансном включении входов в идеале проходит выше на 6 dB.
Тут наблюдается только 5 dB.
Наш мир оказался не идеален.

Если конденсаторы C1 и C2 подобраны верно, в интересующей нас области частот 500-700 Hz график АЧХ должен иметь плоскую вершину. Так и есть.

А теперь соединим вместе предусилитель с основным УНЧ.
Их совокупная проходная характеристика на частоте 600 Гц (красная):

Зависимость снята при положении регулятора уровня громкости по входу звуковой карты -20 dB, поэтому кривая сдвинута по вертикали на 20 dB вверх относительно измеренных значений. Что позволяет совместить эту зависимость с графиком для УНЧ, полученным ранее, и показанным синим цветом. Как видим, прирост усиления тракта составляет 30 dB.

Видно, что от уровня S7 включается система АРУ, к S9 график выходит на полку, и до S9+50 dB выходной сигнал меняется не более чем на 2 dB. Дальнейших ход зависимости не очень интересен, это уже гипотетическая ситуация.

Давайте также зафиксируем суммарную АЧХ двух каскадов.
Входной сигнал 10, 1 и 0.5 µVrms, а так же шумовая дорожка.
Затухание на входе звуковой карты 10 dB.

Важно, чтобы на частотный интервал 500-700 Hz приходился максимум усиления, а вершина кривой в этом месте была плоская. Есть такое.

Затухание на краях диапазона относительно вершины обоих каскадов схемы суммируется, и достигает ~30 dB. В области низких частот спад кривых слишком уж оптимистичен, где-то на 8 dB. Так сказывается нелинейность АЧХ трансформатора ниже 200 Hz.

Суммарное усиление двух каскадов велико, и уже можно столкнуться с микрофонным эффектом «жёлтых» керамических конденсаторов CL0805.

Ежели по ним поскрести всё равно чем (да хоть спичкой), на выходе УНЧ этот звук прекрасно слышно. Как и всякие постукивания по любой детали платы или макета.

Так проявляется пьезоэффект дешёвой керамики.
Что с этим делать, не очень понятно.
Видимо, пользоваться керамикой C0G-NP0 везде, где возможно.

Так, в природе существуют SMD конденсаторы типоразмера 1206 NP0 100 nF. Применив их вместо C1, и синхронно увеличив все R1 и R2 в 10 раз, а C2 уменьшив на порядок, теоретически мы сохраним вид АЧХ и коэффициент усиления каскада.

§2.3 ВЧ тракт на аналоговых ключах SN74HC4066.

Аналоговые ключи остались у нас с прошлого раза, где использовались в передатчике, однако схемное решение, если его обратить применительно к приёмному тракту, получается слишком уж громоздким. Давайте подумаем, можно ли сделать сильно проще.

Ключи выбраны древние и не самые лучшие, вот даташит SN74HC4066N.
Но оформлены они в самом удобном для радиолюбителя корпусе:

Внутри 4 нормально разомкнутых аналоговых ключа, с сопротивлением в замкнутом состоянии около 30 Ω при шестивольтовом питании.

Безусловно, можно сыскать куда лучшие по сопротивлению чипы.
Но мы будем ориентироваться на самый что ни на есть бюджетный вариант.

Попытаемся всю радиочастотную часть выполнить на одном корпусе чипа.
Это наша основная задача.

§2.3.1 Рабочий прототип.

Остроумная схема опубликована в издании «Радиомир» за 2008, №5.

Журнал есть в свободном доступе.
45 страница, название статьи:

О. Шипилов. «Высокоэффективный преобразователь частоты на элек­трон­ных ключах»

Рисунок слева заимствован оттуда.

Схемотехнически весьма походит по логике работы на К174ПС1 и её аналоги, коих много. Но здесь мы видим ключевой смеситель, что ожидаемо для такой микросхемы, и гетеродин на ключах же.

До гетеродина на ключах далеко не всякий додумается.

§2.3.2 Кварцевый гетеродин на ключе SN74HC4066N.

Аналоговый ключ в прототипе уподоблен логическому элементу. На двух ключах можно собрать LC мультивибратор, но с кварцем он работать не согласится. Однако кварцевый генератор на одиноком инверторе возможен:

Классический генератор по схеме Пирса.

Он возбудится вблизи частоты последовательного резонанса, указанной на корпусе кристалла.

Правда, такой генератор не даст на выходе меандр, хотя для управления ключами нужны симметричные по форме полуволны.

Поэтому заменим логический элемент на ключ. Что давненько практикует бразилец PY2OHH в своих простых трансиверах.

На выходе такого генератора мы увидим уже не прямоугольные колебания, а весьма близкие к синусоиде, с амплитудой около 1 Vpp.

Частота кварца смещается вверх с помощью конденсатора небольшой ёмкости, порядка 12-15 pF, включённого последовательно с кварцем.

Таким образом, кварцевый гетеродин с вполне приемлемым сигналом реализуется на одиноком аналоговом ключе по схеме Пирса.

§2.3.3 Смеситель на ключах SN74HC4066N.

Извращение с гетеродином на аналоговом ключе затеяно только с целью выполнения на этих же ключах смесителя, желательно балансного. Однако двойной балансный смеситель у нас уже никак не получится, ключей в чипе недостаточно. Ограничимся обычным.

В прототипе Шипилова такой уже есть, надо лишь обратить смеситель, разветвляя каналы не по входу, а по выходу.

На вход смесителя ВЧ сигнал с антенны можно завести разными способами. Пока воспользуемся самым простым, впаяем туда балун 1:1. Это ферритовое кольцо с двумя обмотками, выполненными скрученными между собой проволоками, по технологии ШПТЛ. Пяти витков хватит - первичная обмотка подключается к генератору, вторичная к смесителю:

Наиболее похожие на синусоиду колебания можно найти на левом выводе кварца. Частота гетеродина потребуются в формирователе SSB передатчика, этот выход буферизируется простейшим способом, полевым транзистором.

К большому сожалению, сколько-нибудь пристойный буфер из оставшегося не задействованным четвёртого ключа не получился.

Обратите внимание на непонятный резистор R*. Потенциал на его нижнем выводе приложен к управляющим входам ключей либо непосредственно, либо через фазосдвигающую цепь. Именно относительно этого напряжения разворачивается синусоида гетеродина, которая, превышая значение в ½ напряжения питания, открывает ключи смесителя.

Причём держать ключи смесителя открытыми можно почти что от ½ периода колебаний гетеродина и вплоть до сколь угодно малой части периода. От этого зависит коэффициент передачи смесителя, а так же его шум-фактор.

Потому рабочую точку ключей следует тщательно подобрать, ориентируясь на какой-нибудь важный критерий. Например, на минимальное затухание сигнала в смесителе. Или на минимально возможный шум тракта. Для кого что важнее.

Призовём на помощь программу «SpectraPLUS».
Уровень входного сигнала 1 µVrms, номинал R* в kΩ под графиками:

      6.8   7.5   8.2   9.1   10    11    12    13   15    16    18   20

На рисунке нарезка с дюжины спектров, с каждого из которых взят только пик сигнала. В основании пика на глаз проведена линия, соответствующая середине шумовой дорожки. Разница между пиком и уровнем шума и будет критерием. Чем она больше, тем лучше.

Видно, что в районе значения 18 kΩ в тракте наблюдается минимум шумов при максимальном усилении. На этом участке проведены дополнительные измерения, и все результаты сведены в общую таблицу:

R* kΩ	Noise, dB	Peak, dB	SNR, dB
6.765	-63.72	-24.08	39.64
7.35	-63.46	-23.6	39.86
8.198	-63.37	-22.55	40.82
9.835	-62.42	-22.32	40.1
10.02	-61.74	-21.44	40.3
11.65	-61.48	-20.71	40.77
12.48	-60.27	-20.41	39.86
13.41	-60.1	-19.99	40.11
14.7	-60.01	-20.03	39.98
14.92	-60.62	-20.21	40.41
15.58	-60.7	-20.07	40.63
15.8	-61.48	-19.35	42.13
16.04	-61.99	-19.41	42.58
16.61	-63.37	-19.34	44.03
17.07	-63.63	-19.17	44.46
17.515	-63.7	-19.1	44.6
17.74	-63.63	-19.04	44.59
18.13	-63.11	-18.94	44.17
18.39	-62.25	-19.15	43.1
19.95	-58.21	-18.91	39.3

Таблицу читать не особо удобно, дополним её более наглядным графиком:

Очевидно, оптимальное значение R* будет где-то вблизи 17.5 kΩ.
Причём это крайне далеко от номинала 5.6 kΩ, озвученного прототипом.

Искомый номинал может не существовать в природе. Тогда он набирается из двух резисторов, но в параллельном включении, дабы индуктивность не суммировалась.

Например, соединив параллельно 22 kΩ и 82 kΩ, да ещё и перебрав по несколько экземпляров того и другого, легко можно получить в точности столько, сколько надо.

Вариант запараллеливания 24 kΩ и 68 kΩ тоже возможен.
Как и 27 kΩ с 51 kΩ, и т.д.
Смотрите, что у Вас есть, и с какими допусками.

§2.3.4 О рабочей точке ключей смесителя.

На схемах конструкций, использующих аналоговые ключи серии 74HC4066, можно увидеть варианты их подключения как со смещением по входу (подан положительный потенциал в половину напряжения питания чипа), так и без (по постоянному току вход заземлён).

Чтобы понять, отчего так, и как же будет правильнее, нам потребуется даташитовский график зависимости сопротивления открытого ключа от напряжения на входе:

Если запитать приёмную часть тракта от 6 Вольт, актуальна средняя кривая. Горизонталь 35 Ω пересекает её в точках 1.7 и 4.5 Вольт, между которыми график ведёт себя симметрично. Область симметрии можно определить как 3.1 ± 1.4 V.

Поэтому имеет смысл подать на вход смесителя потенциал около 3 Вольт, переведя ключи в режим наименьшего проходного сопротивления. Хотя при работе без смещения сопротивление выше всего на 2 Ома.

Интересно, что при низком питании ситуация обратная, а где-то при 5 V и вовсе не должно играть роли, подано на вход ключей смещение, или нет. Так что аналоговые ключи данной серии используются и со смещением, и без. Дело в нюансах, и теперь Вы их понимаете.

Но в приёмном тракте подтягивать входы аналоговых ключей к половине напряжения питания не рекомендуется. Потенциал с резистивного делителя не является образцом стабильности, а ведь он окажется приложен ко входу тракта с усилением под сотню dB.

Правильнее выбирать рабочую точку по критерию минимизации интермодуляционных искажений.

Но у рядового радиолюбителя вряд ли есть возможность провести соответствующие исследования, так что и не будем о грустном.

§2.4 Фильтр основной селекции.

В прошлые разы местный автор поступал без затей, выбиря самый простой путь. Что порождало россыпи кварцев, и нравилось не всем. Так что число кварцев мы будем минимизировать, вынужденно перейдя от топологии QER к классическим лестничным.

Далее нам суждено искать и качать программу «Dishal», а потом собирать тестовый генератор с включением кварца по такой схеме:

В формах подставлены номиналы конденсаторов, бывшие под рукой.
Параллельная ёмкость кварца (1.51 pF) тупо замерена прибором.
Втыкаем кварц в измеритель ёмкости, и смотрим результат в pF.

В принципе, всё равно, что работает в качестве генератора. Это может быть чип SA612, или уже знакомый нам LA1185, или что-то ещё. Местный автор собрал генератор Колпитца с коллекторной стабилизацией тока согласно топологии чипа SA612:

Далее встаёт вопрос, как мерить частоту нашего генератора.

Если использован радиочастотный чип, можно ему на вход подать сигнал с генератора, например, 3.578 MHz, а на выход чипу подключить звуковую карту компьютера с любой софтиной, умеющей мерить частоту. Сложить частоту генератора с той, что показывает софт, несложно.

Но местный автор воспользовался цифровой шкалой «PLJ-8LED».

§2.4.1 Лестничный фильтр.

Тащим изысканные величины Lm, Fs и Cp в это окно:

Так как софт считает полосу пропускания фильтра по уровню -3 dB, а нам бы хотелось получить полосу в 200 Hz без завалов по бокам, Расчётное значение B3dB взято с запасом, 300 Hz.

Ежели в качестве Ck12 и Cs1 использовать стандартный номинал 62 pF (такой номинал есть только в ряду E24 с допуском ±5%), точности ряда E24 будет достаточно.

Сопротивление фильтра около 500 Ω нас тоже устроит.
Дополняем свой макет таким лестничным фильтром:

Параметры кварцев редко когда удаётся замерить верно, корректно учтя в процессе измерений все паразитные ёмкости измерительной схемы. В итоге АЧХ фильтра совпадает с расчётной не в точности, так что число витков трансформаторов импеданса приходится подбирать по наиболее плоской вершине кривой.

Фактически софт применён к случайному резонатору из партии лишь для подгонки номинала емкостей Ck и Cs к ближайшему стандартному значению, исходя из полосы пропускания фильтра.

Примерно оценено сопротивление фильтра.
В реальности оно будет несколько отличаться.

Строго говоря, следовало бы обмерить каждый резонатор, с последующей их сортировкой и отбором по параметру Fs. Хэлп к программе оговаривает построение фильтра, руководствуясь Fs и утилитой «Xtal Tuning».

На русском языке инструкция начинается с девятой страницы документа.

Однако местный автор полагает, что при достаточном запасе кварцев есть метод проще. Далее такая методика изложена.

§2.4.2 Согласование кварцевого фильтра на концах.

На концах у фильтра 50-омная антенна, и, так уж получилось, 50-омный смеситель, которому мы специально подбирали рабочую точку на 50-омном генераторе стандартных сигналов, подключенным через балун 1:1. Поэтому с обоих концов фильтра согласование выполняется однотипно и одинаково.

Проще всего это делается силами трансформатора импеданса на дешёвом китайском «зелёном» ферритовом кольце:

Кроме расчёта у нас пока нет никаких иных данных, так что в первом приближении оба трансформатора импеданса 500:50 имеют по две обмотки, отличающихся в корень из 10 раз по виткам. Если «маленькая» обмотка насчитывает 5 витков, то «большая» должна содержать 16 витков.

Это близко к 1:9 по сопротивлению, или 1:3 по виткам, что позволяет исполнить трансформаторы импеданса как классические ШПТЛ. 5-10 витков тремя скрученными проволоками, с соединением обмоток последовательно, автотрансформатором.

Однако мифы о кошерности именно такого исполнения трансформаторов импеданса чересчур преувеличены. Если намотать на ферритовое кольцо 5 витков двумя скрученными проволоками, а оставшиеся 10 витков более длинной обмотки домотать по кольцу в том же направлении в один слой, никакой разницы с классическим балуном 1:9 на спектре АЧХ не видать.

§2.4.3 Подбор кварцев.

Сквозная АЧХ приёмного тракта, определяемая кварцевым фильтром, в итоге должна выглядеть как-то так (на антенном входе 3 µVrms, аттенюация в звуковой карте отключена, приёмник кричит на половине громкости):

Центральная частота радиотракта (~3.5794 MHz) корректировкой частоты гетеродина (~3.58 MHz) может быть сдвинута в любую сторону. Тут она по звуковой частоте грубо поставлена в район 600 Hz, потом подвинем.

Полоса 200 Hz в области прозрачности фильтра с очевидностью достигнута.
По уровню -1 dB она составляет около 220 Hz.

Однако, если просто впаять в схему три произвольных кварца из пакетика, присланного китайцем, автоматически такая картинка не получится. Это Вам не QER топология, в которой удвоенное число резонаторов для достижения того же результата компенсируется ненужностью камланий с бубном.

Да, все кварцы разные, их придётся как-то подбирать.
В отсутствии приборного оснащения можно предложить вот такой алгоритм.

Используем сам приёмный радиотракт в качестве измерительного прибора. Генератор стандартных сигналов пусть качается по частоте от 3.579 до 3.580 MHz, а софт снимает сквозную АЧХ приёмника. Частота гетеродина находится вблизи 3.58 MHz, мы видим нижнюю боковую полосу.

1. В кварцевый фильтр ставится только один, средний кварц.
   Cs1 соединяется с Ck12 как слева, так и справа по схеме.
   То есть вместо «крайних» резонаторов - перемычки.

2. На экране софтиной вместо красивой зависимости, каковая показана выше, нарисуется унылая пологая одногорбая кривая.

   21. Максимум этой кривой по оси частот будет в интервале 600-700 Hz.
       Это значение пишем фломастером на спинке резонатора.

   22. По вертикальной оси горб кривой тем выше, чем больше активность кварца. Какие-то резонаторы будут с очевидностью малоактивны на фоне остальных, они отбраковываются.

   23. Горб вблизи вершины может быть узким или широким.

       Местный автор полагает, что «широкогорбый» резонатор подойдёт для центрального по схеме кварца. Такие как-нибудь помечаем, дабы потом отличить их от прочих.

3. Теперь раскладываем все кварцы с сортировкой по частоте, и смотрим в район 630-640 Hz. Там должны быть как минимум два «широкогорбых» резонатора, они пойдут средними по схеме в приёмник и передатчик.

   Паяем один такой в схему.

   Смещение на 30-40 Hz относительно требуемой резонансной частоты обусловлено физикой лестничных кварцевых фильтров, зависит в том числе и от ширины полосы пропускания. Но тут приводится для нашего конкретного случая.

4. Из области ±10 Hz от частоты центрального кварца берём резонаторы по одному, и подставляем в качестве двух оставшихся, контролируя АЧХ.

5. Методом перебора достигаем наилучшей АЧХ тракта.

Хотя спектры, наблюдаемые в ходе отбора кварцев по такой технологии, не были запечатлены, процедура может быть проиллюстрирована картинкой, снятой со спектроскопа FLDIGI на шуме эфира, присланной пользователем, решившим повторить конструкцию.

Слева АЧХ приёмного тракта с одним резонатором, справа - с тремя.
По горизонтали в одной клетке 500 Hz, отсчёт с нуля.

Данный метод отбора кварцев интуитивен, а потому прост. Наглядно видно, как «активные» кварцы вызывают рост усиления в тракте примерно на 1 dB, а «широкогорбость» влиет на полосу пропускания. С одними и теми же конденсаторами, но другими кварцами, фильтр может получиться очень разным.

Окончательная форма АЧХ (нужна горизонтальность в полосе пропускания) придаётся подбором витков трансформаторов импеданса со стороны фильтра. Если вершина зависимости слишком колоколообразная, обмотку отматывают. Если по бокам горбы, а в середине впадина, витков со стороны фильтра явно и сильно недостаточно, надо обмотку домотать.

Результат должен быть близок к оценке «по Дишалу». Так, теоретически требуются трансформаторы согласования импеданса 5:16 по виткам. На практике же они получились около 5:15, что неплохо.

§2.5 Принципиальная схема приёмного тракта.

По результатам всех изысканий получаем лаконичный приёмный тракт.
Ничего лишнего в нём нет:

Если собирать приёмник на SMD компонентах, он поместится в спичечный коробок. На ортодоксальных выводных ретро-деталях потребуются уже два спичечных коробка, но всё равно плату приёмного тракта надо дополнить чем-то ещё, так что и разрабатывать её будем позже.

§2.5.1 Гальваническая развязка своими руками.

Выходной трансформатор гальванической развязки, в полном соответствии с концепцией нищебродского диайвая, намотан самостоятельно на зелёном китайском феррите. Вот эксперимент с трансформатором 1:1.

Входной сигнал на антенном входе 1 µVrms, его частота плавно меняется от 3.579 до 3.580 MHz. Синяя кривая - развязывающего трансформатора нет вообще, красная - самодельный трансформатор на китайском зелёном феррите магнитной проницаемостью µ>3000 из двух обмоток по 150 витков.

Как видим, принципиальной разницы не особо заметно.

Сейчас мало кто себе представляет технологию мотания трансформатора челноком, поэтому визуализируем это дело картинкой:

Проволока взята от механического звонка древнего телефонного аппарата, ибо концепция конструирования из хлама обязывает. Зелёное китайское кольцо своей татуировкой намекает на магнитную проницаемость от 3000.

Челнок спаян из двух проволок потолще, его длина 5 см, так что 10 полных витков по челноку вмещают метр проволоки для ровного счёта.

Теперь нужно определиться с обмотками в реальной конструкции.
Соображения такие.

1. При работе цифровыми модами через микрофонный вход компьютера, напряжение на линейном выходе модема должно быть весьма малым. Сигнал сразу с выхода операционника, пусть и через разделительный трансформатор, подавать на компьютер не стоит.

   На примере софта FLDIGI достаточно десятой части амплитуды сигнала (регулятор уровня микрофонного входа на максимуме), а лучше ⅕, чтобы был запас по усилению.

   Просто снизить усиление тракта нельзя, пострадает работа системы АРУ.

2. При приёме телеграфа на наушники, подключённые прямо на линейный выход девайса, придётся подумать о согласовании высокого выходного сопротивления применённого нами операционного усилителя OP284 с малым сопротивлением наушников - 16Ω, 24Ω, 32Ω на канал. Учитывая, что наушники соединяются параллельно, в среднем получается 12Ω.

   Вряд ли кто побежит искать высокоомные наушники типа ТОН-2.

   По даташиту OP284E нагружается не менее чем 2 kΩ при питании ±18V, или (вот сейчас будет смелое допущение) на ⅙ от даташитовского сопротивления при однополярном напряжении питания 6 V. Ну пусть будет с запасом, на всякий случай, порядка 500-600Ω.

Задача гальванической развязки, понижения энергетики линейного выхода на 14-20 dB, согласования этого выхода на сопротивление, меньшее положенного в ~46 раз, привычно решается трансформатором импеданса.

На зелёное китайское кольцо первичной обмоткой мотается вторичная. Так удобнее. И если взять проволоку потолще, диаметром примерно 0.2 мм, в один слой на кольце умещается 66 витков. А больше и не нужно.

Если это будет 12Ω обмотка, то 500-600Ω должна содержать в корень из 46 раз больше витков, то есть 450. На неё уйдёт 7.5 метров проволоки. Диаметр своей автор оценил как ~0.08 мм, но и чуть более толстая тоже уместится.

Померить индуктивность такой обмотки не получилось, просто нечем. Но её расчётное значение 282 mH, что на частоте 600 Гц соответствует 1 kΩ. Это втрое выше, чем минимально возможное сопротивление нагрузки чипа OP284 при питании от 6 V, и с ним ничего не случится.

§2.6 Стоимость приёмного тракта.

При отрисовке законченного куска схемы по уже сложившейся традиции составляется вот такая табличка ценника задействованных деталей:

Радиодеталь:	Количество	Цена/шт:	Сумма:
Микросхема OP284EP	2	$1.00	$2.00
Микросхема SN74HC4066N	1	$0.23	$0.23
Стабилизатор L78L06	1	$0.05	$0.05
Транзистор КП303И (BF245)	1	$0.12	$0.12
Диод 1N4148, КД512	4	$0.01	$0.04
Кварц 3.579545 MHz HC-49S DIP-2	4	$0.05	$0.20
Феррит К10*6*5.5 М2000НН	3	$0.06	$0.18
Конденсатор КТ4-23, КТ4-25А, JML06-1	1	$0.08	$0.08
Конденсатор электролитический	4	$0.05	$0.20
Конденсатор керамический	16	$0.02	$0.32
Резистор МЛТ	14	$0.01	$0.13
Итого:			$3.55

Глава 3. Конструирование передающего тракта.

Изначально планировалось взять передающую часть от предыдущей версии конструкции, естественно, с коррекцией полосы пропускания кварцевого фильтра. Эта часть схемы полностью удовлетворяет нашим потребностям, так как и проектировалась под любую задачу, «на вырост».

Однако, ступив на кривую дорожку максимального упрощения схемотехники и минимизации номенклатуры комплектующих, было бы странно городить в передатчике что-то явно и сильно избыточное.

К счастью, наша сегодняшняя конструкция обладает спецификой:

1. Узкая полоса пропускания тракта, всего-то 200 Гц. Ну, чуть больше.
   Кварцевый фильтр с такой полосой обладает весьма крутыми скатами.
   Что автоматически влечёт за собой последствия:

   27. При формировании SSB сигнала вторая боковая полоса сдвинута вверх по частоте на 1-1.4 kHz, где минимальное затухание на скате фильтра по теории от 65 dB и выше. Но подавление второй боковой полосы даже на 60 dB уже достаточно.

   28. Несущая по той же теории лестничных фильтров давится на 47 dB.
       В модуляторе можно производить на свет чуть ли не АМ.
       DSB модулятора с подавлением несущей на 20 dB хватит за глаза.

   29. Гармоники модулирующего НЧ сигнала 600±100 Hz при переносе его смесителем в радиодиапазон не попадают в полосу пропускания кварцевого фильтра, а потому к линейности предшествующего НЧ тракта и собственно модулятора не предъявляется вообще никаких требований.

       У нас же не широченный телефонный тракт, где нашлось бы место гармоникам со 2 по 4: 1200±200 Hz, 1800±300 Hz, 2400±400 Hz.

2. Напряжения гетеродина и модуляции у нас точно не в дефиците.
   Потому сам смеситель может быть пассивным.

Безусловно, из этого списка поблажек абсолютно не следует схемотехника убогого уровня, но что-то простое и действенное нарисовать мы вправе.

§3.1 DSB модулятор.

Самый простой вариант на банальном кольцевом диодном смесителе:

• LO - локальный осциллятор (гетеродин).
• LF - низкочастотный вход для DSB модуляции.
• RF - радиочастотный выход.
• 50 Ω - входное/выходное сопротивление.

Нонсенс, но собирается местным автором впервые.
Так что далее следует масса ненужной информации.

§3.1.1 Диоды для DSB модулятора.

Для использования в передатчике не играет никакой роли, что это будут за диоды. Ни по материалу (германий или кремний), ни по типу (импульсные, детекторные точечные, или новомодные с барьером Шоттки).

На самом деле это не совсем так, и в низкоуровневых смесителях (а у нас такой) лучше применять германиевые диоды. ВАХ у них загибается более гладко, чем у кремниевых диодов, а потому амплитуда чётных гармоник и результата смешения сигналов теоретически должна быть меньше.

Однако вполне можно эту разницу не заметить. Да и кремниевые диоды встречаются в куда более широком ассортименте.

Единственное требование, необходимое к соблюдению в балансных схемах - как можно более близкие характеристики четвёрки диодов. В данном случае диоды сортируются по прямому падению напряжения.

Так как девайс собирался строго из того, что было под рукой, а диоды нужно отбирать из как минимум нескольких десятков, в ход пошли не самые лучшие диоды КД512А аж 72-го года выпуска, но бывшие в количестве.

Отбор проистекал втыканием диодов в измеритель импеданса, умеющий подавать смещение. Через какое эквивалентное сопротивление, неведомо, но на 2 Вольтах активное сопротивление диодов этого типа около 50 Ω.

Воспроизводимость характеристик советских диодов - вещь анекдотическая, но челендж завершился успешно. На графике синим цветом представлена ВАХ любого из четырёх отобранных диодов КД512А в сравнении с первым попавшимся диодом КД521Г.

КД521 по форме характеристики заметно лучше, он является аналогом 1N4148 или 1N914. За доллар можно приобрести сотню того или другого, сборки BAV99 и т.п. У половины экземпляров будет разброс ВАХ не более 3%, чего достаточно. Это Ваш выбор, если диоды приобретаются специально.

Однако тут был избран самый безалаберный путь, и самый неподходящий диод. По принципу «хуже быть не может, вот и посмотрим, что выйдет».

§3.1.2 Трансформаторы DSB модулятора.

В подобных каскадах обычно ставят «бинокли» из импортного «амидона», материал которого ещё и соответствует диапазону. Но мы возьмём или советский феррит М2000НМ, или его зелёного китайского собрата. То есть по сути самое днище, но строго в рамках концепции «хуже быть не может».

Вообще говоря, может. Подходящие колечки есть в «энергосберегающих» лампочках, но у местного автора нет доступа к утилю, так что и пробивать дно мы сегодня не будем. Хотя и можно было, и даже хотелось :)

Мотать обмотки положено сразу тремя проволоками, трифлярно.

Существует график зависимости количества скруток на сантиметр, которые следует исполнить на проволоке заданного диаметра для получения нужного сопротивления в ШПТЛ. Либо поиграться диаметром проволоки, чтобы обойтись без скруток, укладывая проволоку обмоток вплотную:

Мы сразу понимаем причины популярности проволоки диаметром 0.63 мм. С ней получается 50-Ω трансформатор без скруток. Но если в наличии только проволока диаметром ½ мм, две скрутки на см дадут тот же эффект.

Согласно графику, уложив витки обмоток по кольцу рядышком, при диаметре проволоки ½ мм мы получим 66-омный трансформатор.

Пока что мотаем только по пять витков двумя проводками, расположенными вплотную друг к другу, без зазора. Это и будут 66 Ω обмотки, идущие к диодам.

Эксперименты показали, что на 3.6 MHz пяти витков достаточно. Хотя в разных публикациях речь идёт о 7-10 витках.

«Внешней» обмотки ещё нет, так как из 5 витков третьей проволокой она никому не нужна из-за слишком уж малого сопротивления.

Очевидно, витков во «внешней» обмотке должно быть сильно больше пяти, но сколько бы их ни было, доматываются они ровно в том же стиле, как показано на фото. То есть обходом кольца по кругу столько раз, сколько потребуется.

Так, для согласования с кварцевым фильтром сопротивлением ~510 Ω по Дишалу, нужно 20 витков вторички (трансформация 20:5+5 по виткам или 510:66+66 по сопротивлению).

В отличие от трифляра, при таком исполнении трансформатора соотношение витков может быть любым, а не обязательно кратным.

Из соображений симметрии обмотка подачи напряжения гетеродина пусть тоже будет 20-витковой. Правда, напряжение к ней нужно подвести уже вчетверо большее. Но буферный усилитель гетеродина всё равно делать придётся, так что это не создаст проблемы.

§3.1.3 Усилитель сигнала гетеродина.

Вернувшись к графику ВАХ диодов, нужно найти напряжение смещения для эквивалентного сопротивления 66 Ω. Получилось 1.6 V для КД512А, либо 1.4 V для 1N4148.

Соображения тут такие.

Для трифлярного трансформатора напряжение гетеродина удваивается, и через две вторичные обмотки прикладывается к двум последовательно включённым диодам. Хорошо, когда в замкнутой цепи есть согласование по сопротивлению, что подразумевает отсутствие потерь мощности и хороший КСВ. В противном случае смеситель работает хуже.

Если смеситель требует от гетеродина 1.6 V в случае трифлярной обмотки 1:1:1, для трансформатора 4:1:1 потребуется 6.5 V. Их надо где-то взять, гетеродина приёмника точно недостаточно. Нам нужен усилитель, причём с питанием не менее чем от 9 V.

Тут хорошо себя показал усилитель по схеме ОЭ с последовательно-параллельной отрицательной обратной связью, как на рисунке левее.

Ток коллектора 8-9 mA при питании от 9 V.
Входное сопротивление каскада около 5 kΩ.
Усиление по мощности около 15 dB.

При раскачке таким каскадом смеситель линейно и без видимых искажений преобразует 3 Vpp звука в 3.5 Vpp DSB на резистивной нагрузке 510 Ω, эквивалентной входному сопротивлению кварцевого фильтра. Подавление несущей 55 dB.

Как видим, не самые лучшие диоды, нигде и никогда не фигурировавшие в списке рекомендуемых, не ортодоксальная намотка трансформаторов, как и достаточно посредственный феррит, совершенно не помешали построить DSB модулятор достаточного качества. Но диоды всё-таки подбирались, это действительно важно.

§3.2 ВЧ часть передатчика.

Объединяя все эти несложные блоки воедино, и используя точно такой же кварцевый фильтр, как и в приёмном тракте, мы получим до банальности простую схемку низкосигнальной ВЧ части передатчика, представленной на рисунке первой строчкой:

Весь дальнейший тракт, начиная от драйвера, полностью заимствуется из предыдущей версии «Волынки», это нижняя часть рисунка. По ссылке доступны формулы и многочисленные графики с глубоким исследованием относительно каждого трансформатора и числа витков всех его обмоток. Повторно таким мазохизмом заниматься не будем.

Визуально схемотехника типична для 70-ых годов прошлого века.
Всё как мы любим - много трансформаторов и ностальгии:

Но нужно уделить внимание согласованию фильтра с драйвером. Оказалось, его входное сопротивление не воспроизводится, и зависит от конкретного экземпляра пресловутого китайского транзистора. К примеру, у автора согласующий трансформатор получился 14:1 по виткам вместо ожидаемого 9:1. А это даже и не близко.

Трансформаторы на схеме по материалу феррита помечены как М2000НМ, в советском варианте маркировки. В действительности применены китайские «зелёные» ферритовые кольца, очень схожие по характеристикам. Если бы у китайцев хватило наглости, они обозвали бы их FT-37-77, но пока выставляют под непонятным индексом «MnZn Y15000» или «MnZn Y12000».

Что именно использовать, не критично. Местный автор из любознательности ставил в выходной каскад даже «узкие» кольца М2000НМ-А К10*6*3 с теми же намоточными данными (их как раз и видно на фото), работали они прекрасно. Можно смело применять всё вышеупомянутое, как и «советский» феррит от М400НН до М1000НН, и любые его современные и зарубежные аналоги.

§3.2.1 Излучаемый спектр.

Любопытно, как ведёт себя простейший смеситель на диодиках в плане чистоты излучаемого спектра. К макету схемы, распаянной на жестянке, цепляется нагрузка, а затем RTL-SDR приёмник через аттенюатор -80 dB. Для визуализации использовался связной софт HDSDR.

Некоторые SDR-донглы умеют принимать КВ без всяких конвертеров:

Частота настройки приёмника 3.58 МГц, LSB.
Частота манипуляции передатчика, сверху вниз: 500, 600, 700 Hz.
Мощность 1766 mW.

Похоже, генератор стандартных сигналов можно обвинить в паразитной амплитудной модуляции фоном переменного тока 50 Hz (два пика по бокам сигнала на 70 dB ниже уровня самого сигнала). Но важно другое - даже без элементов балансировки в смесителе несущая задавлена весьма неплохо, порядка 70 dB (пик на 20 Гц левее красной линии).

Внеполосные и интермодуляционные излучения фиксируются ниже уровня сигнала на 65-70 dB, т.е. формально регламент соблюдён. Единственное, что нехорошо, это подавление зеркального канала с частотой манипуляции 700 Hz на уровне 55 dB - фильтр на трёх резонаторах недостаточно хорош, из четырёх бы был лучше.

Но с ним возникнет заморочка с подбором конденсаторов, чего мы избегали.
С другой стороны, -55 dB от 1766 mW составит 6.3 µW.
Это весьма мало.

Картинка заодно иллюстрирует правильность выбора боковой полосы LSB. Верхний скат АЧХ кварцевого фильтра переходит в точку «бесконечного затухания» в -95 dB, но на практике не превышающего -70 dB, да и то лишь при удачном дизайне печатной платы. Тем не менее, для модулирующей частоты 500-600 Hz зеркального канала практически не наблюдается.

Ради интереса диапазон 3.57928-3.57948 MHz попробуем излучать для этих же частот манипуляции 500-700 Hz, но поменяв боковую полосу с LSB на USB, и понизив частоту опорного генератора с 3.58 MHz до 3.5788 MHz.

Увы, на нижнем скате АЧХ кварцевого фильтра подавление зеркального канала всего 35-50 dB, чего явно недостаточно, и требует фильтра более высокого порядка, со всеми вытекающими последствиями.

Подавление несущей по-прежнему около 70 dB, и похоже, происходит оно главным образом в диодном балансном смесителе. Несмотря на некоторую примитивность, такой смеситель на самом деле неплох.

§3.3 НЧ часть передатчика.

Мощность в пару Ватт развивается передатчиком на эквиваленте нагрузки при питающем напряжении 12 V и входном НЧ сигнале около 500 mVpp. Фактически хватит даже энергетики звуковой карты, стандартно выдающей никак не меньше 1 Vpp.

Но возникает проблема совместимости со смартфоном либо иным девайсом, не имеющим последовательного порта для коммутации «приём-передача». Потребуется хотя бы простейшая система VOX (Voice Operated eXchange).

На этот раз компрессор по входу не предусмотрен.
Так что амплитуда входного НЧ сигнала будет задавать ещё и мощность.

Трансформатор используется в режиме короткого замыкания по магнитному потоку, благодаря чему требования к его качеству на НЧ минимальные. Индуктивность обмоток может быть небольшой, а сами обмотки выполнены хоть оппозитно. С другой стороны, проволоки нам не жалко.

Но необходимо учитывать широкополосность ферритовых трансформаторов, благодаря чему АЧХ каскада линейна вплоть до 100 kHz, лимитируясь лишь качеством ОУ. Нам такого хай-фая не надо, поэтому учреждён конденсатор в 10 nF, ответственный за завал АЧХ каскада от килогерца.

Электролитический конденсатор в 100 µF может показаться излишним по ёмкости. Однако именно такой (или больший) номинал позволяет получить равномерное усиление в рабочем диапазоне частот 500-700 Hz.

Поскольку китайский феррит, как и любые другие электронные комплектующие на Али, является отбраковкой, его магнитная проницаемость в лоте может меняться в диапазоне 1600~3500.

В этом каскаде лучше задействовать ферритовое кольцо с самым большим значением магнитной проницаемости в партии.

Коэффициент усиления второго ОУ подбирается таким, чтобы светодиод, повешенный между выводом TX и шиной питания (через соответствующий резистор, естественно), даже не пытался погаснуть при использовании самой несуразной моды THROB1 из арсенала софта FLDIGI, голосящей с замираниями и большими перепадами амплитуд.

MOSFET открывается примерно при 2.5-3 V, что позволяет, играясь цепями заряда и разряда конденсатора в его затворе, варьировать параметры VOX. Конкретно тут задержка на включение выбрана 100 ms, на отключение она составляет порядка 300 ms.

На выход TX можно повесить мощный ключ, коммутирующий передатчик.
Но мы сделаем чуть иначе, подменив полевик логическим элементом.

§3.4 Добавление режима CW.

Специфика сочиняемого девайса предполагает его небесполезность даже при форс-мажоре типа «села батарейка» у смарфона или ноутбука, осуществляющих поддержку цифровых режимов. А уши никуда не денутся, так что просто переходим на телеграф.

При наличии полноценного SSB тракта логично изготовить НЧ генератор синусоиды на 600 Hz, да и ключевать его. Однако, пусть это звучит смешно, но в XXI веке не сыскалось простой, надёжной и компактной схемы генератора синусоиды должного качества, работающего гарантированно и сразу, без мучительного подбора деталюшек.

Остаётся только думать в сторону радиочастотного генератора примерно на середину рабочего диапазона, и цепей коммутации, выглядящих избыточно и неуместно. Но такое решение минимизировано по деталям, и гарантирует спектральную чистоту сигнала.

Навскидку придумалось так.

PNP транзистор ключа можно (и лучше) заменить на P-канальный MOSFET.

Предлагается телеграфным гетеродином морзянить прямо на выходной трансформатор смесителя, но через дополнительную обмотку. Слабенького кварцевого генератора совершенно достаточно для развития усилителем номинальной выходной мощности.

При этом собственно SSB тракт выключенного генератора не чувствует. Дополнительная обмотка со всем, что к ней прицеплено, не шунтирует тракт сколько-нибудь заметным образом.

В схеме передатчика есть ещё одно место для внедрения CW генератора. Это трансформатор на входе драйвера.

Если форма сигнала генератора не особо хороша (увы, это таки есть), на выходе кварцевого фильтра она уже неотличима от синусоиды. Естественно, гармоники кварцевым фильтром тоже убиваются. При переносе генератора за фильтр всё намного печальнее, и так лучше не делать.

Теперь об «излишествах».

Если вход CW коротить на массу ключом, верхний транзистор схемы совместно с конденсатором в 10 nF выполняет роль так называемого «wave shaping circuit». Каскад сглаживает фронты телеграфной посылки, что на аудиозаписи сигнала, пропущенного через эфир, выглядит так:

В эфир излучаются точки, 5 штук в секунду. Разделённые паузой, равной длительности точки. Конец посылки детектируется легко, а вот её начало не очевидно, и находится отсчётом 100 ms (выделенная цветом область).

Теперь изымем конденсатор в 10 nF, упразднив wave shaping circuit:

Генератор запускается без задержки, его колебания нарастают и затухают допустимым для любительской связи образом. Совсем без блокировочного конденсатора как-то не кошерно, пусть его ёмкость будет 1 nF.

Таким образом, при ключевании гетеродина, а не буферного каскада, никакой необходимости в цепи сглаживания фронтов телеграфной посылки, и уж тем более в полноценном wave shaping circuit, не возникает. Кликов (clicks), засоряющх примыкающую к рабочей частоте зону, при эфирных испытаниях не замечено при всей тщательности исследования.

Так как мощность каскада крайне мала, не наблюдается и такого эффекта, как «подплакивание». К сожалению, инструментально понаблюдать этот эффект нечем, так что только субъективно, на слух.

§3.5 Схема управления.

Ранее мы задачу переключения радиостанцию с приёма на передачу и обратно решали простейшим образом, на триггерах Шмитта. Всего один чип и задержки на включение-выключение формирует, и управляет силовыми ключами.

Стремление сделать этот каскад максимально простым и не избыточным вынудило запитать чип без стабилизатора, прямо от батарей. Иначе в цепях управления силовыми ключами набралось бы много деталюшек.

Оказалось, некоторые запитывают девайс от четырёх литиевых элементов, то есть более чем от 16 V. Вопреки даташиту, КМОП логика такие вольты не осиливает, и отдаёт богу душу.

Посему этот кусок схемы спроектируем с учётом подобных моментов.
Но на том же самом чипе триггеров Шмитта - закуплены они в количестве.

Вход «VOX» символизирует собой то место, куда на схеме каскада VOX был подключен затвор транзистора. Тут вместо MOSFET фигурирует логический элемент с гистерезисом по входу (триггер Шмитта).

Есть два важных момента, безусловных к соблюдению:

1. Напряжение питания чипа теперь ограничено безопасным уровнем 9 V.
   Все коммутируемые каскады питаются от того же источника.

2. Входы защищены от статики BJT транзисторами.
   Включены они датчиками тока, с порогом срабатывания около ½ mA.

   Если BJT транзистором назначить банальный КТ3107, то при номинале резистора в коллекторе 15 kΩ логическая единица на этом резисторе сохраняется при замыкании базы на массу через сопротивление от 1 kΩ (безопасное значение тока базы) до примерно 15 kΩ

   То есть от этих входов можно даже что-то полезное запитать.
   Например, поставить в цепь светодиодики индикации режима.
   А от входа «Педаль» может питаться электронный телеграфный ключ.

Совмещение в модеме SSB и CW трактов потребовало целых три ключа для управления формирователем SSB сигнала, драйвером усилителя мощности (PA) и манипуляцией телеграфного гетеродина.

Кроме того, в режиме работы цифровыми видами связи, SSB тракт должен быть способен управляться как от COM порта, так и от системы VOX, ежели вместо компьютера используется смартфон, либо сам компьютер не оснащён COM-портом вовсе, что актуально для современных ноутбуков.

По-хорошему, схему с тремя по сути дела логическими входами и тремя выходами проще, дешевле и компактнее реализовать на чем-то вроде ATtiny13 за ¾ доллара. Однако для многих порог входа в эту технологию окажется слишком высок (прошивка, оснастка, программинг), ну и у нас тут ретро всё-таки...

Транзисторная оптопара для работы с COM-портом может быть любой. Автор выдрал из умершего мелкого блока питания на 5V оптрон LTV817C. При запитывании светодиода оптрона от напряжения порядка 5-6 V (столько будет на COM-порту) через резистор номиналом от 1 до 30 kΩ никакой разницы в работе не замечено.

Оптрон PTT от COM-порта может быть задействован и в CW режиме, с толком расходуя ток на входе «Педаль». Но можно и иначе, тоже будет работать.

Автор намеревается для подключения к COM порту и CW манипулятору альтернативно использовать один и тот же 5-ти штырьковый разъём. Как это выглядит в случае телеграфного ключа, изображено на рисунке. Для COM порта всё банальнее - соответствующие контакты двумя проводками соединяются с двумя пинами последовательного порта компьютера.

Оценим, к каким именно пинам COM-порта DB9P надлежит цепляться.
На примере FLDIGI и JS8Call мы видим поддержку вариантов DTR и RTS:

DTR (Data Terminal Ready) - готовность терминала данных;
RTS (Request To Send) - запрос на передачу;

Выходы для нас равнозначны, и могут использоваться альтернативно.

Например, если взять шнурок COM-порта от древнего компьютерного мыша, в нём DTR не задействован вообще, но RTS распаян. Для самодельного шнура выбор произволен, однако по смыслу более логичен всё-таки DTR.

§3.5.1 Виртуальный COM-порт через USB-RS232 кабель.

Ноутбуки давно уже не имеют последовательных портов, поэтому доступ к RS232 интерфейсу можно получить лишь через адаптер. Будет хорошей мыслью ответную часть под такой адаптер в виде разъёма-мамы (DB9s) установить на модем, уменьшая число всяческих сочленений проводов.

Как это ни странно, помех от компьютера при использовании USB-RS232 конвертера получается даже меньше, чем при простом соединении двумя проводками с физическим COM-портом.

Настройки софта:

Параметр:	FLDIGI	JS8Call
Доступ к настройке:	Меню «Конфигурация», далее «Config Dialog» Раздел «Rig Control», пункт «Hardware PTT»	F2 - Вкладка «Radio»
Выбрать:	Использовать порт PTT Выбрать COM1 или иной.
DTR[4]-Ground[5]	вкл DTR DTR=+V	DTR Выбрать COM1 или иной.
RTS[7]-Ground[5]	вкл RTS RTS=+V	RTS Выбрать COM1 или иной.

Это единственный вариант конфигурации, так как конвертеры типа «USB to RS232» не соблюдают спецификацию стандарта в полной мере, и обычно оперируют лишь положительным напряжением на интересующих нас пинах относительно земли.

Вполне возможно, что решение в виде копеечного ардуиновского UART модуля тоже подойдёт, по крайней мере у шестипиновой версии выход DTR обозначен.

§3.5.2 Физический COM-порт.

Физический COM-порт работает иначе, амплитуда сигнала на выводах RTS и DTR спецификацией оговорена как +3~12V в режиме «True», и -3~12V для «False». На практике эти напряжения замерились как +6V и -5.6V

Однако, состоянием физического COM-порта управляет не только связная программа. Так, при выходе из FLDIGI и DTR, и RTS переходят в положение «True», тем самым включая модем на передачу, а этого нам не надо.

К счастью, физический COM-порт при переключении меняет полярность на своих выходах, в противовес однополярному виртуальному. Поэтому можно сделать вот так:

Параметр:	FLDIGI	JS8Call
Доступ к настройке:	Меню «Конфигурация», далее «Config Dialog» Раздел «Rig Control», пункт «Hardware PTT»	F2 - Вкладка «Radio»
Выбрать:	Использовать порт PTT Выбрать COM1 или иной.
DTR[4]-Ground[5]	вкл DTR DTR=+V	RTS Выбрать COM1 или иной.
RTS[7]-Ground[5]	вкл RTS RTS=+V	DTR Выбрать COM1 или иной.

Если включать передачу сигналом «False», то означенная выше проблема этим и снимается. Но полярность проводов, подключенных через разъём к оптрону «Ретроволынки», необходимо изменить на обратную.

Обратите внимание, что такая инверсия логики заставляет для софта JS8Call указывать RTS при выборе DTR, и наоборот. Это не ошибка, так оно и есть.

§3.6 Измеритель SWR (КСВ).

Девайсу, эксплуатируемому без тюнера, хорошо бы иметь хоть какой-то прибор, позволяющий понять степень согласования передатчика с антенной. Может быть, даже не в статусе измерителя, хватит и индикатора.

Это мог бы быть КСВ-метр, однако самый простой вариант (мостовой), не требующий никакой настройки, не подойдёт из-за 75% потерь мощности в его измерительных цепях. Городить же всякие тумблеры не хочется.

Остаётся лишь вариант с трансформатором тока (фактически направленный ответвитель для КВ диапазона) и емкостным делителем напряжения:

Как это устроено и работает, подробно рассказано здесь.
Да, это точно не запустится сразу после сборки, потребуется бубен.

Проблема заключается в изыскании тороида из карбонильного железа (оно же порошковое железо, распылённое железо, и т.п), не вносящего заметную индуктивность при внедрении его в цепь антенны. Для этого магнитная проницаемость должна быть малой.

Однако, чтобы на вторичной обмотке появился сигнал, над которым можно уверенно проводить операции суммирования-вычитания при вменяемом числе витков вторичных обмоток, магнитная проницаемость сердечника нужна побольше.

Это дилемма.
Каждый её решает, как может.
Навскидку оптимален ВЧ феррит советских марок 30ВН или 50ВН.

Из доступного есть разве что копеечные кольца T50-26 для импульсных блоков питания, магнитная проницаемость которых на частоте вблизи 4 MHz согласно даташита составляет порядка 40, примерно как у ВЧ феррита.

Потерь мощности при добавлении такого кольца в цепь антенны на глаз не заметно. Схема, показанная выше, при 10 витках во вторичных обмотках работает, начиная от 10 Vpp на эквиваленте нагрузки. На двух ваттах мощности выходное напряжение на выходе схемы достигает 1.5 Вольта.

Так как каждый использует доступный ему карбонил совершенно случайных типоразмеров и марок, вот простая инструкция оживления такой схемы:

1. Сначала собирается схема только из эквивалента антенны и генератора, между которыми на коротком толстом проводнике может размещаться кольцо, пока без всяких обмоток.

   Далее осциллографом мерится амплитуда сигнала на эквиваленте нагрузки на наивысшей мощности. Без сердечника и с ним.

   Добавление в тракт карбонильного сердечника не должно заметным образом сказываться на мощности в нагрузке. Например, сантиметровое зелёное китайское кольцо из феррита с µ=2000 роняет амплитуду процентов на 20-25, и явно тут не подойдёт.

   Материалы с магнитной проницаемостью µ порядка 50 не ловятся осциллографом, то есть не вносят заметных потерь в тракт. Такие можно использовать смело.

2. На кольце, признанным годным, мотается 10 витков двумя проволоками, лежащими вплотную друг к другу. Витки располагаются равномерно по всему кольцу, то есть с зазорами между собой, не вплотную.

   Проволоки между собой можно не скручивать. Согласно номограмме, при диаметре каждой из проволок ~½ мм волновое сопротивление двухпроводной линии без скруток близко к 65 Ω, либо к 50 Ω при двух скрутках на см.

   Это сопротивление никак не связано с 50-омным радиотрактом, и может быть выбрано произвольно. Однако каждая из обмоток должна быть нагружена резистором именно такого номинала, либо весьма близким.

   Местный автор обошёлся без скруток, так что у него резисторы по 62 Ω.

3. На полной мощности (2 Ватта) осциллографом смотрится форма сигнала на крайних выводах вторичной обмотки со средней точкой. Там должна быть чистая синусоида без всяких искажений. Если карбонил уходит в насыщение, это как раз и будет видно по искажениям сигнала, такой карбонил использовать нельзя.

4. Допаивается остальная часть схемы.

   В конструкции применяются только германиевые диоды.
   Для компактного исполнения подойдут точечные Д9 с любой буквой.
   Подбор по прямому падению напряжения весьма желателен.

   Если габариты не лимитируют, Д311 будут получше.
   Их можно подбирать на нижнем пределе омметра китайского тестера.

   Кремниевые диоды для наших мощностей не применимы.

5. Конденсатор 5 pF (использован керамический подстроечный на 2-7 pF) и 100 pF образуют делитель напряжения. В оригинале статьи их соотношение кардинально иное, однако там и кольцо ферритовое, и мощность передатчика раз в сто выше. У нас творческая переработка, так что и диоды не те, и номиналы закономерно другие.

   Подстроечным конденсатором необходимо установить напряжение на выводе отражённой волны близким к нулю, причём подстроечник обязан находиться в среднем положении. Напряжение на нагрузке 10 Vpp или выше.

   Подкручивание подстроечного конденсатора в любую сторону должно нарушать балансировку. Если ноль на выходе отражённой волны в принципе не достигается при любом положении подстроечника, число витков вторичных обмоток трансформатора тока недостаточно.

6. Если схема успешно балансируется, то есть на нижнем её выходе напряжение близко к нулю, можно поиграться мощностью. В диапазоне от 10 до 30 Vpp, замеряемого на эквиваленте нагрузки, напряжение на нижнем выходе схемы так и должно остаться вблизи нуля, а на верхнем изменяться пропорционально. Например, от ½ до полутора Вольт.

   Учтите, при работе передатчика или генератора стандартных сигналов с внутренним сопротивлением 50 Ω на нагрузку 51 Ω, формально КСВ должен посчитаться как 1.02, а не единица.

7. Далее ещё один резистор 51 Ω подключается сперва параллельно выполняющему роль эквивалента нагрузки, а затем последовательно с ним. Для обоих случаев фиксируется напряжение на каждом из выходов схемы, и по ним рассчитывается КСВ.

   Посчитанный КСВ должен быть одинаковым для последовательного и параллельного включения резисторов, и близким к двойке. Если в точности двойка не получилась, но результат укладывается в диапазон 1.85-2.15, это достаточная точность измерений.

Как считывать показания измерителя, дело вкуса.
Тут возможны варианты:

1. Выходы схемы попеременно переключают кнопкой или тумблером на аналоговую измерительную головку с аттенюатором в виде переменного резистора. Это классика.

   Однако в компактном девайсе нормальный стрелочный измерительный прибор с читаемой шкалой займёт шибко много места. Лучше уж тогда применить китайский цифровой вольтметр объёмом около 3 сm³.

2. Вместо полноценного стрелочного прибора можно поставить простой и маленький индикатор нуля, а в значениях КСВ проградуировать аттенюатор на канале падающей волны, как это предложено здесь.

3. Но лучше предыдущий пункт реализовать аппаратно, на каком-нибудь нормирующем сумматоре. А результат вывести на привычную линейную светодиодную шкалу, которой можно отображать и ещё что-нибудь. Питающее напряжение, выходную мощность, и тому подобное.

   Так мы избегаем применения громоздких и хрупких индикаторов, а так же лишних крутилок. Ибо девайс позиционируется как компактный, маленький и непривередливый.

Местный автор склоняется к последнему варианту. Тем более, он уже проработан на уровне схемы, которую остаётся лишь дополнить двумя несущественными деталями:

1. Чип LM3914 спроектирован небрежно, и светодиод на его первой ножке слегка подсвечен, особо если напряжение зажигания светодиода небольшое (красный цвет свечения). Лечится это резистором на 5-6 kΩ, шунтирующим собой непокорный светодиод.

2. При нулевых напряжениях на 5 и 6 пинах, из-за полного отсутствия схемы балансировки в чипе, линейка светодиодов может находиться в произвольном состоянии - как в нулевой позиции (все светодиоды погашены), так и в предельной (в режиме бегущей точки светится последний светодиод линейки, в режиме полоски - все светодиоды).

   Для исключения такой неопределённости, имеет смысл между 6 и 7 пинами поставить резистор в 200-300 kΩ. Он подведёт пару десятков mV к масштабирующему входу, что мало по сравнению с измеряемым сигналом, но достаточно, чтобы при отсутствии входных сигналов все светодиоды гарантированно оставались в погашенном состоянии.

Прежде чем перерисовать схему из первоисточника с учётом доработок, отметим для себя не столь уж и большую роль КСВ-метра, чтобы только ради него громоздить индикатор. Очень бы хотелось им же оценивать ещё и выходную мощность или ток антенны, а так же напряжение батареи питания. Это минимальный набор параметров, в контроле которых обычно и нуждается оператор портативной радиостанции с индексами /m /mm /p /a в позывном.

Так как по сути у намечающегося индикатора два входа, масштабирующий по 6 ноге, и измерительный по 5, при использовании индикатора в нескольких ипостасях возникает задача переключения этих входов между различными цепями. Для чего идеально подходит любой аналоговый мультиплексор на два направления и четыре положения. Лучше всего тут смотрится отечественный К561КП1 с напряжением питания до 18 Вольт.

Измерительная схема (пока на уровне идеи) выглядит так:

На схеме формально показаны два дискретных мультиплексора.
В действительности они сидят в одном корпусе.

Верхний мультиплексор коммутирует входы с измеряемыми величинами, нижний сопоставляет «старшему» светодиоду линейки на десятой ножке максимальное напряжение для измеряемой величины. В случае наблюдения выходной мощности и питающего напряжения оное задаётся обычным делителем на резисторах.

Что получилось:

1. Согласно методике из статьи с прототипом, добавочным резистором 4.3 kΩ в канале падающей волны выполнена растяжка показаний КСВ-метра при условии, что цепочка резисторов внутри чипа между 6 и 4 ножками замерилась как 8 kΩ.

   Поэтому нагрузкой канала отражённой волны будет резистор 8+4.3 kΩ.

   Тогда первый сегмент индикатора соответствует КСВ=1.25, последний - около 4. Больший диапазон вряд ли нужен, так как и КСВ=2 уже много.

2. Грубая прикидка с использованием канала падающей волны в качестве датчика тока дала динамический диапазон измерения мощности от 150 mW (загорелся первый светодиод шкалы) до 2 W (зажёгся последний светодиод шкалы). Так как SSB тракт передатчика линеен, простым изменением уровня звукового сигнала «цифры» можно контролируемо задать необходимую мощность в пределах указанного диапазона.

3. Согласно даташиту, сопротивление аналогового ключа мультиплексора К561КП1 довольно велико. Но на практике при запитывании чипа от 9 Вольт этим сопротивлением в сигнальной цепи можно пренебречь.

   Хотя все использованные в измерительном тракте микросхемы должны работать и при 12 Вольт, питать мы их будем от стабилизированного источника 9 Вольт. А то где 12, там и 16 - а это уже много, дым пойдёт.

§3.6.1 Схема управления мультиплексором.

Даташит на К561КП1 (CD4052) предъявляет такую таблицу истинности:

Логические уровни входа:		Соединение:		Измеряемое значение:
b:	a:	X:	Y:
0	0	X0	Y0	U батареи
0	1	X1	Y1	U батареи
1	0	X2	Y2	Мощность
1	1	X3	Y3	SWR (КСВ)

Имеет смысл в качестве старшего разряда адреса «b» употребить питающее напряжение драйвера передатчика +9V, и тогда первым двум состояниям таблицы соответствует режим приёма с индикацией напряжения батареи, а оставшиеся состояния возможны только в режиме передачи. Это «Power» и «SWR», выбираемые кнопкой по входу «a».

Схема управления с учётом таких пожеланий реализуется на единственном чипе. Достаточно самого простейшего К561ТМ2 (CD4013):

Поскольку неизвестно, что за кнопка сыщется для управления данным узлом (с переключением контактов или только на замыкание), возможны оба варианта. В первом случае левый триггер включен RS защёлкой, а второй D-триггером с избыточной пока цепью задержки. При обычной кнопке на замыкание левый триггер включён R-повторителем, и тогда с дребезгом контактов борется та самая «избыточная» цепь задержки.

§3.6.2 Многоцветный индикатор.

При отображении трёх разных параметров одним показометром придётся либо вводить индикацию самого параметра (например, светодиодами с надписью «Батарея», «Мощность», «КСВ»), либо измеряемый параметр обозначать прямо цветом светодиодов показометра. Второе проще.

Светодиодики бывают многоцветными, даже в три чистых цвета и о четырёх выводах. Но это экзотично и содержит много ножек, на которые потребуется повесить полноценный дешифратор адреса. Не наш путь.

Не отвергая идею, упростим её реализацию до предела.
Возьмём двухцветные светодиоды с общим катодом, вот такие:

Лучше их искать по запросу 3mm cathode, причём большинство лотов будет с прозрачным телом светодиода (clear, transparent). Конкретно тут лучше подходят матовые (fog, diffused), потому как два базовых цвета мы будем смешивать в третий, и рассеивание в этом процессе лишним не будет.

Понимая, что на АлиЭкспрессе реализуется отбраковка, а в деле смешения цветов требуются 10 диодиков с максимально одинаковыми ВАХ в каждом цвете, стоит приобрести партию из 20-30 штук минимально.

Теперь, запитав катод от стабилизатора тока на 5-7 mA (через резистор номиналом побольше от источника напряжением повыше), и включив в анод красного светодиода резистор в 91-100 Ω, подтыкаем через панельку все имеющиеся светодиоды по очереди, отбирая те из них, которые при смешивании красного с зелёным светятся максимально похоже на неонку.

В случае других базовых цветов соотношение токов через диоды придётся подобрать под желаемый оттенок, употребив резистор иного номинала.

§3.6.3 Индикатор напряжения аккумулятора.

В авторском варианте предполагается работа либо с десятком элементов AA (тут хороши «Энелупы»), либо со свинцово-кислотными аккумуляторами «от чего попало». Соответственно, рабочий диапазон напряжений 12±2V.

Измерительная схема вычитает из напряжения батареи грубо говоря 10V, падающих на диодах КС133 и КС182Ж, или каких-то их аналогах. Номинал определён ориентировочно, по напряжению стабилизации (но при малом токе оно и близко не паспортное), и по маркировке советского наследия.

Это неудобно, потому как на первое деление шкалы при минимальном напряжении питания (10V) индикатор устанавливается именно подбором стабилитронов. Но у них большой разброс по напряжению стабилизации, так что задача такого подбора легко выполнима.

Верхний предел 14V сопоставлен десятому делению шкалы делителем на 1 ножке чипа CD4052BE. Резистором 15 kΩ напряжение задаётся грубо и чуть больше, чем требуется, а затем резистором ~22 kΩ устанавливается в точности, сколько надо.

Естественно, вместо делителя гораздо удобнее употребить многооборотный подстроечный резистор. Советский СП5-2 или СП5-3, либо более мелкий и современный, типоразмеров 3266 и 3296. Но из соображений надёжности сделано совсем по-простому, на дискретных резисторах.

§3.6.4 Стоимость блока индикации.

Хотя затея с мультиплексором и триггером кажется избыточным действом, так как по сути оные выполняют роль переключателя на три положения и два направления, обходится вся эта избыточность в сущие копейки по сравнению с нормальным герметизированным галетным переключателем, который в миниатюрном исполнении ещё и поискать придётся.

Ценник на весь блок индикации смешной:

Радиодеталь:	Количество	Цена/шт:	Сумма:
Микросхема LM3914N-1	1	$0.15	$0.15
Микросхема CD4052BE, K561КП1	1	$0.08	$0.08
Микросхема CD4013BE, К561ТМ2	1	$0.07	$0.07
Стабилизатор L78L09	1	$0.05	$0.05
MOSFET AO3401	1	$0.04	$0.04
LED диод двухцветный 3mm	10	$0.02	$0.20
Диод 1N4148	2	$0.01	$0.02
Стабилитрон КС133А, КС182Ж	2	$0.02	$0.04
Конденсатор электролитический	1	$0.05	$0.05
Конденсатор керамический	9	$0.02	$0.18
Резистор МЛТ	15	$0.01	$0.15
Итого:			$1.03

§3.7 Принципиальная схема передающего тракта.

Соединив все каскады передатчика воедино, получим вот такого монстра:

Схема сильно усложнена аппаратной реализацией CW тракта.
Но так уж была поставлена задача.

В качестве коммутирующих элементов ключей выбраны MOSFET AO3401 в SMD исполнении, ибо они у автора были. Оные заменяемы на биполярные, типа КТ3107 или аналогичные, в удобном человеческом корпусе.

§3.8 Стоимость передающего тракта.

Радиодеталь:	Количество	Цена/шт:	Сумма:
Микросхема LM358N	1	$0.04	$0.04
Микросхема К561ТЛ1, CD4093BE	1	$0.13	$0.13
Оптрон LTV817C	1	$0.12	$0.12
Стабилизатор L78L09	1	$0.05	$0.05
Транзистор 2SC5171	3	$0.11	$0.33
MOSFET AO3401	3	$0.04	$0.12
MOSFET BS170	1	$0.10	$0.10
Транзистор 2N2222A	2	$0.01	$0.02
Транзистор 2N2907 (любой PNP)	2	$0.01	$0.02
Диод 1N4148, КД512, Д9	14	$0.01	$0.14
Диод 1N4003 (1N400x)	1	$0.01	$0.01
Кварц 3.579545 MHz HC-49S DIP-2	4	$0.05	$0.20
Феррит К10*6*5.5 М2000НН	7	$0.06	$0.42
Карбонильный сердечник T37-2	2	$0.13	$0.26
Карбонильный сердечник T50-26	1	$0.09	$0.09
Конденсатор КТ4-23, КТ4-25А, JML06-1	2	$0.08	$0.16
Конденсатор электролитический	4	$0.05	$0.20
Конденсатор керамический	33	$0.02	$0.66
Резистор МЛТ	33	$0.01	$0.33
Итого:			$3.40

Глава 4. Изготовление Ретроволынки.

К этому моменту у нас нарисованы схемы трёх блоков на самых заурядных комплектующих, что очевидно даже по калькуляции. Вся электроника CW/Digital радиостанции, ежели её целиком закупать на АлиЭкспрессе, в пересчёте на один экземпляр «Ретроволынки» составляет $8.

Теперь эту схемотехнику следует скомпоновать и утолкать на две платы.

§4.1 Печатная плата передатчика.

Передатчик, схема которого приведена чуть выше, в §3.7, с некоторым трудом, но умещается на плату с активной областью 63*115 мм, размеры которой обусловлены только имеющимся у автора готовым корпусом.

Выглядит это так:

То же, в формате lay6, и с таблицей перечня деталей - Link.

Тепло рассеивается не дном конструкции, как ранее, а боковой стенкой. Мощные транзисторы монтируются на плату стоя, вдоль её правого края. Теперь к этой стороне платы не подлезть, так что все контакты к внешним цепям сгруппированы у другого края платы, и логически упорядочены.

Не обошлось без перемычек, тут их три.
Контакты «VOX», «PA» и «Sgn» соединяются проводочками.

В производстве печатной платы задействуем Лазерный Утюг.
Хотя можно дорожки и капилляром нарисовать, лучше выйдет.

С Лазерным Утюгом есть немало тонкостей. Например, выбор подходящего рекламного глянцевого журнала. Важно, чтобы под принтом не оказались светлые участки «глянца», хорошо впитывающие тонер, и тем самым плохо переносящие его на медь. Иначе может получиться вот так, с протравами с левой стороны (всё кликабельно):

После рассверловки дорожки ещё толком не зашкурены.
Потому на фото видна грязь и текстильные волокна, уж не обессудьте.

Что в итоге должно получиться (кликабельно):

Все резисторы лёжа не влезли, часть торчит стоя. А ежели коммутирующие MOSFET транзисторы в SMD исполнении приобрести в нормальных удобных человеческих корпусах, и перетащить со стороны дорожек наверх, монтаж будет ну очень плотным. Либо потребуется увеличение размеров платы.

Да, и на фото видно ужасное - использование в CW генераторе маленьких красных конденсаторов без маркировки, типа К26-1. К которым обычно применяется древний обычай «увидел такой - убил молотком». Однако местный автор к ним никаких претензий не имеет, хотя это даже не новые деталюшки из магазина, а вообще выпайка из ширпотреба 90-ых.

§4.2 Печатная плата приёмника.

Учитывая дизайн корпуса, вмещающий две платы «бутербродом», деталями внутрь, и сохраняя традиционную ориентацию линейного индикатора (рост показаний слева направо), приходим к мысли, что сам индикатор, а так же вся его обвязка и коммутация, должны жить именно на верхней плате.

Видимо, вместе с приёмным трактом - деталек в нём совсем уж мало.
Так что совмещаем схемы из §2.5 и §3.6.1, получая вот такое:

То же, в формате lay6, и с таблицей перечня деталей - Link.

При печати этой платы были учтены допущенные ранее ошибки, благо модное сейчас движение Black Lives Matter дополняет журнал любого содержания страничками, на которых не удастся сыскать ни единого белого пикселя. Что позволяет получить куда более лучший результат:

Собранный приёмник + вся индикация (кликабельно):

Здесь плотность монтажа низкая, много пустого места.

Для удобства экспериментирования с различными сериями ОУ, от которых сильно зависят технические параметры, оные вставляются через панельки. Ну и остальные чипы тоже, хотя это совершенно не обязательно, да и снижает надёжность девайса.

Как оказалось, «Ретроволынку» даже кто-то собирает, но без излишеств в виде индикатора и всякой цифровухи, к нему полагающейся. В кастомном варианте плата приёмника выглядит, как показано ниже. lay6 файл.

§4.3 Настройка приёмного тракта.

При изобретении схемы оная попутно макетировалась на жестянке. Потому на данном этапе никакой настройкой местный автор не занимался, а просто перенёс деталюшки с жестянки на печатку. В соответствующих параграфах второй главы поведано, к каким графикам надлежит стремиться.

Единственный волнительный момент связан с кварцевым фильтром.

Макетировался он на старинных трубчатых конденсаторах и резонаторах с длинными выводами. Если те выводы укоротить, корпуса кварцев запаять на полигон, а в качестве конденсаторов впаять SMD, котрые из-за мелкоты даже и не проверить на номинал, всё это совокупно с ёмкостью монтажа печатной платы должно как-то сказаться на АЧХ.

Если и сказалось, то не сильно.
На вход приёмнику подан свиппирующий сигнал 3.579-3.58 MHz 2µVrms:

Сквозная АЧХ приёмного тракта выставлена симметрично относительно 600 Hz по НЧ выходу выбором частоты гетеродина, равной 3.580025 MHz. За это значение можно ручаться, сигнал гетеродина принят на RTL-SDR.

В §1.3.1 мы желали полосы прозрачности кварцевого фильтра в 200 Hz. Так вот мы её получили, причём с весьма малой неравномерностью:

• 3579425±110 Hz по уровню -1 dB.
• 3579425±100 Hz по уровню -0.5 dB.

Форма кривой весьма хороша, а некоторая её «шероховатость» объясняется параметром Spectral Line Resolution в 0.5 Hz, ибо хотелось разглядеть АЧХ во всех мельчайших подробностях.

Без макетирования процедура «выжимания» параметров видится такой:

1. По минимуму шума и максимуму усиления подбирается резистор на 11 ножке чипа смесителя SN74HC4066N. Тот, который 17.5 kΩ. Видимо, он должен зависеть от начинки чипа и произодителя.

   Луше это делать до распайки кварцевого фильтра и согласующего трансформатора между фильтром и смесителем, потому как входное сопротивление смесителя зависит от номинала резистора.

2. Дальше наступает черёд кварцевого фильтра и эпичной процедуры отбора кварцев, как это расписано по шагам ранее.

   Можно порекомендовать временно впаять в плату ножки от цанговых панелек для микросхем. Это позволит просто перетыкать резонаторы без всякой пайки. Шаманство пойдёт не в пример быстрее.

3. Достигнув нужной АЧХ два раза (набор из трёх кварцев для такого же фильтра передатчика проще всего подобрать в приёмнике, чтоб потом не возиться с аналогичной задачей ещё раз), следует поупражняться с количеством витков согласующих трансформаторов на обоих концах фильтра.

   С трансформаторами 15:5 по виткам сквозная АЧХ тракта уже должна быть приемлемой, но ± виток или два могут улучшить картину. Ведь не факт, что Вам попадутся в точности такие же кварцы и чип.

4. Подстройкой гетеродина приёмника следует добиться симметрии АЧХ приёмного тракта по низкой частоте относительно 600 Hz.

   В зависимости от полосы пропускания кварцевого фильтра частоту гетеродина придётся выставлять тем выше, чем широкополоснее сам фильтр. Чуть позже мы с этим столкнёмся.

   Попадёт ли гетеродин, а с ним и рабочая частота модема, на какую-то «круглую» циферку в стогерцовой сетке, наверное, не очень важно.

   Для телеграфного режима реализуется беспоисковая бесподстроечная связь, и несколько десятков Hz «мимо сетки» на слух не ощутимы. А для «цифры» температурная нестабильность частоты гетеродина всё равно заставляет корректировать связным софтом уход на 10-20 Hz в сторону. Особенно если цифровая мода совсем узкополосная.

После всех предписанных процедур должна получиться картинка не хуже показанной на рисунке выше.

§4.4 Настройка передающего тракта.

Передающий тракт, включающий драйвер, усилитель мощности, антенный фильтр, совершенно элементарен, и, как уже отмечалось, подробнейшим образом рассматривался на примере «Волынки 151 палаты». Вплоть до каждой обмотки каждого трансформатора, причём с кучей пояснений и графиков, а порою даже формул.

Всё это монтируется прямо по описанию, и работает сразу.

Необходимо задать начальный ток коллектора транзисторов усилителя мощности, 30-40 mA. Контролировать его проще по напряжению на эмиттерах (40 mV), регулируя резистором 2.4 kΩ* в базовой цепи.

Транзисторы ощутимо греются, и нуждаются в радиаторе. Корпус у них со всех сторон пластиковый, поэтому все три крепятся на элемент шасси площадью не менее 40-50 см² безо всяких прокладок.

Охлаждение реализуется таким образом (кликабельно):

Местный автор способен раздавить пластмассовый корпус транзистора накруткой гайки поверх шайбы, так что на этот раз шайбы заменены пластинами, не позволяющими случиться вандализму, сколько ни старайся.

Изначально на плату передающего тракта не устанавливаются перемычки (их три), и BS170, дабы при отсутствии антенной цепи приёмного тракта этот транзистор не погиб (плата приёмника не подключается). Замкнув проводочком 3 и 4 ножки оптрона, тем самым подаётся питание на драйвер и базовые цепи усилителя мощности.

Навешенный на выход передатчика измеритель КСВ и мощности ни на что не влияет, и ничего в работу схемы не привносит. Возиться мы будем с тем, что у передатчика на входе.

§4.4.1 Согласование кварцевого фильтра с драйвером.

Лестничный кварцевый фильтр в передатчике такой же, как и в приёмнике. Его сопротивление по Дишалу около 500 Ω, да и по факту близкое. Входное сопротивление драйвера на транзисторе 2SC5171 может быть любым от 2 до 6 Ω, в зависимости от экземпляра транзистора. Ибо Китай.

Поэтому на входе драйвера трансформатор по виткам возможен от 15:1 до 9:1. Выяснить это придётся экспериментально (у автора получилось 14:1).

Методика такая:

ГСС подключается к точкам, помеченным стрелками. Диоды помешать не должны, ежели подавать менее 1 Vpp, однако расчётное сопротивление суммарной обмотки из 10 витков примерно 130 Ω, а ГСС стандартно 50-омный, так что последовательно с ним потребуется резистор 75-82 Ω.

Цепь подачи модулирующего сигнала может помешать, поэтому средняя точка соответствующей обмотки «среднего» трансформатора оборвана.

Теперь, перестраивая ГСС от 3.579 MHz до 3.58 MHz, и подобрав такую амплитуду, чтобы на эквиваленте антенны осциллограф увидел 20-25 Vpp в полосе прозрачности кварцевого фильтра, можно оценить, насколько тот фильтр согласован с драйвером. Должно получиться примерно так:

Подобные графики принято строить в логарифмических координатах, чтобы скаты апроксимировались прямыми линиями. Но и в обычных линейных координатах ситуация тоже должна быть понятна.

Автоматически так точно не получится, и первичную обмотку согласующего трансформатора на входе драйвера придётся отматывать по витку, пока график, подобный показанному выше, не приблизится к идеалу.

Собственно идеал недостижим.
Но неравномерность в треть dB уже вполне простительна.

§4.4.2 Перекрытие АЧХ трактов приёма и передачи.

При отборе кварцев по методике из §2.4.3 должны сформироваться два практически идентичных комплекта резонаторов. Логично комплект на «какую надо» полосу поставить а приёмный тракт, а на полосу чуть пошире - в передающий тракт. Почему так, давайте смотреть на картинке.

Прикинем совместимость по частоте трактов приёмника и передатчика.

Полоса пропускания по уровню -1 dB составляет 3579436 ± 134 Hz. Это синий прямоугольник на рисунке выше, содержащий в себе красный, символизирующий полосу пропускания приёмного тракта. И самое важное, рабочий интервал приёмника 3579425 ± 110 Hz расположен так, что на его границах завала в тракте передатчика ещё не наблюдается.

Таким образом, дав передатчику фильтр чуть пошире, чем необходимо, на его выходе мы получим нижнюю боковую полосу, в которой модулирующий сигнал 500-700 Hz передан верно и без амплитудных искажений.

§4.4.3 Настройка НЧ тракта передатчика.

Местный автор, сочиняя схему модема поблочно, зачастую не удосуживается проверить взаимодействие тех блоков между собой. Так, при экспериментах с DSB модулятором НЧ тракт эмулировался генератором с сопротивлением 50 Ω. Сей нюанс был упущен, поэтому фото печатной платы передатчика не предусматривает места под этот резистор, как и под разделительный конденсатор достаточной ёмкости, не иначе как электролитический.

Топологию печатной платы в формате LAY перерисовать не сложно, но теперь возникла надобность в подборе номинала конденсатора. От него сильно зависит завал со стороны нижних частот.

Лабораторная работа, в ходе которой на DSB модулятор подавались ВЧ сигнал гетеродина приёмника ~1.5 Vpp через усилитель, и модулирующий НЧ сигнал с ОУ LM358N через установленную перемычку «Sgn», дала такую зависимость сквозной АЧХ передающего тракта от ёмкости конденсатора на входе смесителя:

Измерения проводились на номинальной мощности передатчика (2W), что соответствует достижению отметки 33 dBm на вертикальной шкале. По горизонтальной оси модулирующая частота, рабочий диапазон 500-700 Hz.

На врезке увеличены три верхних dB.
По клику видно лучше.

В пределах рабочего диапазона 600 ± 100 Hz, либо 3579425 ± 100 Hz на радиочастоте, вполне достижима неравномерность сквозной АЧХ не более 0.2 dB при максимальной мощности. Правильная ёмкость конденсатора на входе DSB модулятора составляет 47 µF.

Если работать строго в канале, и гонять звук от 500 до 700 Hz, амплитуда ВЧ колебаний на эквиваленте антенны стоит как вкопанная. Эти 0.2 dB неравномерности АЧХ глазом едва заметны, ежели смотреть осциллографом.

§4.4.4 Выбор рабочего уровня звука.

Амплитуда тона, подведённого к смесителю для развития передатчиком мощности 2 W, обеспечивается даже звуковой картой. Достаточно всего лишь развязывающего трансформатора 50:50 по сопротивлению.

Однако, звуковые карты бывают разные.
Так, от смартфона 1 Vpp можно и не добиться.

Вероятно, рабочее напряжение в 500 mVpp будет более подходящим.
Любой компьютер или смартфон его точно развивают.

К примеру, связной софт FLDIGI с внешней звуковой картой, привлечённой в данной работе в качестве оснастки, выдаёт в эфир силами модема 2 W на уровне мощности -16 dB (сама звуковая карта включена на всю катушку, аттенюация по выходу не используется). Если движок уровня мощности FLDIGI убрать до предела (-30 dB), в антенну модема поступит 100 mW.

Динамического диапазона от 100 mW до 2 W вполне достаточно.

Схемотехнически усилитель по линейному входу модема выглядит странно, но его коэффициент усиления задаётся предельно просто.

Подав на вход каскада 500 mVpp (или другое выбранное значение), подбором резистора в цепи обратной связи (2.4 kΩ*) добиваемся номинальной мощности на эквиваленте нагрузки (2W), замеряемой осциллографом.

У автора соотношение номиналов получилось 2.4/2.0 kΩ, то есть формально 1.2.

Правда, никто не сказал, что трансформатор не взимает свой бакшиш, и отдаёт на выход всё, что пришло ему на вход, вот прямо 1:1, сообразно с соотношением витков обмоток. Потери по-любому будут.

В схеме ещё есть конденсатор завала высоких частот, формальный номинал которого 10 nF, а замеренное значение 8.3 nF. Вот как он работает:

Линейный участок тут от 500 до 900 Hz, что кажется излишним. Однако сам конденсатор визуально относится к типу К10-17б, и хорошо если керамика в нём класса X7R. Но она вполне может оказаться Y5V, то есть при нагреве ёмкость ощутимо возрастёт.

В этом случае завал высоких частот начнётся ранее, в предвосхищении чего он изначально отодвинут от 700 Hz вправо.

Ну и раз уж мы взялись исследовать каскад с приборами в руках, снимем заодно его характеристику верности. На вход подаётся от 50 до 700 mVpp с 50-омного генератора, выходной сигнал замеряется на 51-омном резисторе нагрузки в смесителе. Частота 600 Hz:

Так как с двух концов у нас 50-омный тракт, мы имеем право перевести амплитуды в dBm, и в этих двойных логарифмических координатах ожидать прямую линию. Действительно, весьма похоже. Красным цветом дорисована асимптота, с указанием всех отклонений от неё.

Фактически усиления в каскаде нет, в нужном нам динамическом диапазоне амплитуд 100-500 mVpp по входу (на графике диапазон заметно шире) усиление меняется от 1.03 до 1.02.

Но в общем случае может быть иначе.

Так, если захочется привести линейный вход к советскому стандарту 250 mVpp, номинал резистора обратной связи ориентировочно будет в районе 4.7-5.1 kΩ, а параллельный ему конденсатор 4.7 nF.

§4.4.5 Настройка уровня срабатывания VOX.

Настало время ликвидировать учинённое ранее замыкание между 3 и 4 ножками оптрона, и установить перемычку «VOX».

Второму каскаду на ОУ следует выдать резистор в цепи обратной связи, которым и задаётся чувствительность системы VOX.

Его номинал подбирается. И при этом ещё зависит от усиления предыдущего каскада.

На практике на вход модема подводится синусоида с частотой 600 Hz, и амплитудой порядка 80 mVpp. Подбором резистора добиваются включения передатчика.

Исключение составляет разве что THROB1 из-за специфической модуляции. Но в практической работе она, наверное, никому не интересна.

В авторском варианте резистор обратной связи детектора VOX оказался 180 kΩ. Усиление каскада ~90, то есть при номинальной мощности (сильном входном сигнале) напряжение скачет «от шины до шины». Но далее после детектора стоит цифровой чип, никому этот меандр не мешает.

§4.4.6 Контроль линейности передающего тракта.

При установленных перемычках «VOX» и «Sgn» модем должен адекватно реагировать на звук (включаться), и линейно переносить звуковой сигнал на радиодиапазон. Область линейности по амплитуде хорошо бы замерить, дабы проконтролировать качество передающего тракта.

Используя в качестве входного сигнала тон 600 Hz, получаем типичную зависимость в двойных логарифмических координатах выходной мощности от амплитуды тона:

Точка однодецибельной компрессии расположена немногим выше 33 dBm, поэтому передающий тракт модема абсолютно линеен в диапазоне от 100 mW (и менее) до 1.5 W, но может без всяких оговорок использоваться вплоть до 2 W включительно.

§4.4.7 Настройка CW режима.

Если замкнуть входы платы «Педаль» и «Keyer» на землю, не подавая никаких других сигналов, включится драйвер с усилителем мощности, а так же телеграфный генератор.

Подбором резистора в эмиттере требуется грубо установить мощность на эквиваленте нагрузки, близкую к точке однодецибельной компрессии. То есть 2 W в нашем случае.

Напряжение питания УМ номинальное, 12.5 V

Далее подстроечным конденсатором 4-20 pF выставляется рабочая частота. Конкретно тут она 3.579425 MHz, и может быть замерена RTL-SDR донглом, либо частотомером.

При скудности приборного оснащения можно подать в SSB тракт сигнал частотой 600 Hz от любого источника (например, связного софта FLDIGI), и одновременно запитать телеграфный генератор, подав на него +9V в обход ключа.

На эквиваленте нагрузки осциллограф зафиксирует биения, по которым можно выставить частоту телеграфного генератора с высокой точностью.

С другой стороны, особо высокая точность тут и не требуется.

Возможна ситуация недостижения нужной частоты телеграфного генератора даже при максимальной ёмкости конденсатора. Тогда на обратную сторону платы добавляется SMD конденсатор на 10 pF.

Не исключено, что для данного каскада потребуется подбор резонатора из числа имеющихся, так как основная масса кристаллов резонирует чуть в стороне по оси частот.

В процессе подстройки частоты мощность на эквиваленте нагрузки может уйти от 2 W, так что номинал резистора в эмиттере придётся уточнить. Так, у автора окончательно он зафиксировался как 24 kΩ.

Стало быть, транзистор работает при микротоке, его ток коллектора менее 400 µА. Мощность, подводимая к каскаду, около 3 mW, а уж какая часть от неё через трансформатор уходит в сторону передатчика, сложно сказать.

Если допустить невиданный КПД трансформатора и кварцевого фильтра, после которых на вход драйвера приходит 2 mW, это похоже на правду. Тогда усиление тракта передатчика составляет 30 dB по мощности, что тоже похоже на правду. Но скорее всего, допущения слишком уж радужны, и в реальности усиление в передающем тракте ближе к 35 dB по мощности.

§4.4.8 Измеритель SWR и мощности.

При макетировании все номиналы каскада SWR-метра были определены верно, потому никакой настройки при сборке реальной конструкции не понадобилось. Даже подстроечный конденсатор остался в том же самом положении, что и у макета. Из схемы и фото передающего тракта наглядно видно, «как это сделано».

К сожалению, не понять, на каком из выходов схемы будет напряжение для падающей волны, а на каком для отражённой. Это зависит от того, в какую сторону по кольцу намотаны витки вторичной обмотки трансформатора тока антенны. Распознавать выходы придётся опытным путём.

В §3.6 оговорено, почему ветви измерительной цепи каскада нагружены на 12 kΩ для выхода отражённой волны, и заведены на индикатор через 4.3 kΩ для выхода падающей волны. В вашем случае всё может быть чуть иначе, в зависимости от входного сопротивления чипа линейной индикации LM3914-1 по его шестой ноге.

Теперь нужно проверить, как это работает.

Цепляем к передатчику штатный разъём, в него втыкаем измерительный приборный кабель, на другом конце которого будем подпаивать 51-омные резисторы от одного до трёх штук последовательно. Что даст КСВ от 1 до 3.

На мощности 2W получается вот так (вольт много, на выходы измерителя подключены два луча осциллографа с большим входным сопротивлением):

R, Ω:	Uпад V:	Uотр V:	SWR:
51	4.15	0.30	1.156
102	3.70	1.25	2.020
153	3.45	1.72	2.988

Скорее всго, выходное сопротивление передатчика получилось чуть больше 50 Ω. Тем не менее, измеритель КСВ работает правильно, а некоторая его погрешность совершенно не критична, так как индицируется этот самый КСВ линейкой светодиодов из 10 штук, что тянет лишь на «показометр». Задача которого - просигнализировать о неполадках с антенной.

В режиме измерения мощности задействован только выход падающей волны, и вот тут индикатор нуждается в калибровке. Для номинальной мощности 2W и питающего напряжения 12.5 V резистивный делитель на второй ножке коммутатора CD4052BE (он же К561КП1) подбирается таким, чтобы горел девятый по счёту светодиод линейной шкалы.

§4.5 Оформление модема в корпус.

Это самый весёлый момент всего квеста. Ведь можно невозбранно жужжать дрелью, задорно елозить напильником и даже рашпилем по железяке, тем самым даря радость окружающим всякими разными дивными звуками.

Но сперва надо озадачиться тем, под что пилить дырки.

§4.5.1 Разъёмы.

В цепь питания обычно ставят ширпотребовские разъёмы типа DC-022 или похожие, однако при не слишком нежном обращении, обусловленном спецификой девайса, их надёжность оставляет желать лучшего. Потому давайте возъмём уже проверенный вариант:

Для единообразия разъём последовательного порта, он же отвечающий за коннект с «педалью» и телеграфным ключом, пусть будет того же типа, но с пятью (или большим числом) ножек:

С антенным разъёмом проблем возникнуть в принципе не должно, самого простого BNC (он же советский СР50-73) должно быть достаточно. Таких навалом у любого радиолюбителя, но и у китайцев они тоже есть.

Для ввода и вывода звука потребуется 3.5 мм аудио разъём, либо пара. Местный автор пользуется такими:

Все эти элементы крепятся на морде девайса или на противоположной грани, в пространстве промеж двух плат - именно поэтому радиодетали на платах размещены с отступом по сантиметру, оставляя место под кнопки-разъёмы. Решение не самое оптимальное, ведь придётся изготовить вспомогательную платку такого типа, и как-то её закрепить:

Либо заменить стандартные 3.5 мм аудио штеккеры на более герметичные «тюльпаны», если на морде корпуса достаточно места. Тоже вариант.

§4.5.2 Кнопки.

Строго говоря, кнопки достаточно одной. Напомню, она необходима для переключения индикатора при передаче между режимами измерения мощности и КСВ. Лучше всего с переключающимися контактами, но можно и просто на замыкание без фиксации.

Оказалось, сыскать мелкую кнопку с потугами на герметичность не так-то и просто. Но нашлась вот такая, зовётся «Self-Reset»:

Для симметрии на морде девайса можно поставить ещё одну кнопку, но с фиксацией. Обозначается как «Self-Locking», и стоит чуть дороже:

Хотя на схеме этой кнопки нет, занятие ей можно легко придумать.

1. Запараллелить с цепью «Педаль».
   Многим удобнее в телеграфе щёлкать тумблером или жать кнопку.

2. Запараллелить с оптроном.

   Если в цифровых режимах связи задействован смартфон со странными модами, практикующими замирание сигнала, как в OPERA, либо на малых мощностях, когда VOX не срабатывает, а COM-порта у смартфона, естественно, нет, без такой кнопки никак невозможно.

3. Наверное, самый логичный вариант.

   Один контакт кнопки садим на массу, а второй припаиваем сразу к двум диодикам, реализующим функцию «монтажное или», первый из которых идёт к контакту педали, а второй - телеграфного ключа.

   Тогда нажатие этой кнопки переводит передатчик в режим генерации номинальной мощности, и это удобно для проверки КСВ антенны.

   Периферию к разъёму подключать не надо.
   Достаточно просто нажать на кнопку.

4. Отключать кнопкой несущественную часть схемы.
   Это может быть:

   1. Весь блок индикации. Всё-таки потребляет он 10 mA.
      Не так уж и важно, чтобы шкала светилась постоянно.

   2. В режиме дежурного приёма вряд ли нужно держать в постоянной готовности цепи VOX и каскады коммутации передатчика. Всё это предусмотрительно запитано от отдельного контакта, напряжение с которого можно убрать кнопкой.

Автор избрал третий вариант.

§4.5.3 Межплатные соединения.

Не всё оказалось изначально хорошо продумано, но проводов немного:

Плата передатчика (верхняя на рисунке) имеет две цепи питания +12V, силовую оконечного каскада усилителя мощности, и для всего остального. Предполагается, что при реализации концепции дежурного приёма не целесообразно тратить заряд батарей впустую, и во вторую цепь имеет смысл поставить выключатель.

Все межплатные соединения выполняются проводом МГТФ, можно самым тонким. Никакой экранировки каких-либо цепей не предусмотрено. Вот как выглядит жгут проводов в авторском варианте девайса:

§4.5.4 Стоимость фурнитуры.

Радиодеталь:	Количество	Цена/шт:	Сумма:
Антенный разъём BNC, male+female	1	$0.50	$0.50
GX12 2 pin male+female	1	$0.66	$0.66
GX12 5 pin male+female	1	$0.77	$0.77
3.5 mm 4 pin PJ-313E	2	$0.13	$0.26
Кнопка Self-reset	1	$1.26	$1.26
Кнопка Self-locking	1	$1.65	$1.65
USB to RS232 adapter	1	$1.05	$1.05
Итого:			$6.15

Современные компьютеры не имеют последовательного COM-порта, поэтому табличка дополнена простейшим адаптером USB-RS232:

§4.5.5 Внешний вид.

Он предельно лаконичен.
На морде девайса только разъёмы входа-выхода и индикатор.
Режим индикатора переключается кнопкой, всего режима три.

Контроль заряда батареи питания:

Индикатор выходной мощности:

Индикатор измерителя КСВ:

Вид со стороны разъёмов антенны, питания и интерфейсов.
Для масштаба рядом Battery Pack под типоразмер AA:

Фото в перспективе предъявит порядком уставший железный кирпич:

Габариты кирпича 70*35*145 мм по внешним граням корпуса.
На данной элементной базе меньше уже вряд ли сделать.

§4.6 Контроль характеристик модема.

При макетировании всё, что можно от девайса ожидать, предварительно уже посмотрено. Кардинально иные параметры получиться не должны, но помещение конструкции в железяку обычно имеет свои последствия. Так что важнейшие характеристики мы непременно перемерим, причём сделаем это со старанием и максимально корректно, насколько возможно.

§4.6.1 Устранение влияния передатчика на приёмник.

На этапе проектирования входной цепи приёмника предполагалось её непосредственное подключение к антенне. Однако в реальной конструкции за антенной стоит фильтр высших гармоник, после которого параллельно приёмному тракту подключена вторичная обмотка силового трансформатора передатчика. Вряд ли там сохранятся изначальные 50Ω

Давайте посмотрим на график с тремя зависимостями:

Кривая синего цвета соответствует АЧХ приёмника, снятой при входном сигнале 1 µVrms, при условии непосредственного подключения антенны. Например, если её коммутация осуществляется тумблером или реле.

Коричневая линия показывает деградацию АЧХ при объединении трактов.
Очевидно, согласование импедансов в таком случае отсутствует.
Трансформатор по входу кварцевого фильтра 5:16 по виткам не годится.

Вторичку пришлось подобрать заново, 5:28 по виткам. АЧХ почти вернулась к исходной (красная линия), но всё-таки стала чуть хуже по равномерности в полосе пропускания. Это плата за отсутствие релюшки «приём-передача».

Ширина полосы пропускания по уровню -3 dB оценивается как 273 Hz.
Этот параметр нам потребуется чуть позже.

Кстати, если подоткнуть к девайсу полноразмерную антенну, огибающая шумов эфира должна воспроизвести показанную выше зависимость. Проще всего это увидеть через утилиту «Spectrum Scope» софта FLDIGI:

При выдёргивании антенны:

Кривая собственных шумов приёмника получилась двугорбой. Почему так, неведомо. Какие-то эффекты высокого порядка, с которыми местный автор не знаком.

Разница в уровне шумового сигнала по НЧ посчиталась как 35 dB, что многовато при рекомендованном значении 20 dB. Возможно, просто эфир грязен и шумноват, потому как промышленный приёмник Tecsun-S2000, подключенный вместо «Ретроволынки», в тех же самых условиях показал сходный по цифрам результат.

§4.6.2 Уровень выходного сигнала.

Поскольку в приёмнике девайса нет регулятора громкости, и он даже не отключается во время передачи, амплитуда сигнала на линейном выходе, а по совместительству гнезде для наушников, должна быть достаточна для уверенного приёма микровольтного сигнала, и не оглушать оператора при нажатии на телеграфный ключ.

При подключении же компьютера со связным софтом, в качестве которого рассматривается FLDIGI, регулятору микрофонного входа компьютера лучше быть в положении, близком к максимальному при чистом или дневном эфире, и в среднем при шумном вечернем. Когда сигнала не хватает, либо он слишком велик, это плохо.

Посмотрим на полный спектр амплитуд сигналов на линейном выходе:

В правом верхнем углу графика показано соответствие кривым уровня сигнала на антенном входе девайса, от 1 µVrms до S9+20 dB. Для удобства рассмотрения каждая из зависимостей смещена относительно предыдущей на 10 Hz вправо.

Сигнал самоконтроля показан красной линией. Это радиочастотный сигнал передатчика, взятый приёмником прямо с антенны. Тут передатчик работает на максимальной мощности в режиме телеграфа.

Как видим, динамический диапазон звука на линейном выходе не выходит за пределы 30 dB, что комфортно для слуха. Однако достигается это ценой клиппирования сигнала в режиме передачи с соответствующим тембровым окрасом.

От экспресс-оценки перейдём к высокой науке, переключив спектрометр в режим высокого разрешения, когда толщина пика меньше Hz, а сам пик силами математики отрисовывается с накоплением и усреднением. В таком режиме обнаруживается сигнал в десятые доли микровольта, который и ухом-то не услышать. Но график напряжения на линейном выходе в dB от входного сигнала, пересчитанного в dBm, построить можно:

Для наглядности сверху прилеплена шкала S-метра.
Это важнейший график, характеризующий приёмный тракт.

При отсутствии помех ухо прекрасно слышит тон 600 Hz до уровня 35-40 dB ниже ноля. Вопрос в том, сколько приёмнику на вход «нальётся» эфирных шумов.

Сопряжение с компьютером по микрофонному входу тоже удалось.
Шум дневного эфира на спектре и водопаде FLDIGI:

Красным огорожен диапазон, в котором «Ретроволынка» сертифицирована по полосе пропускания и внеполосным излучениям. Диапазона достаточно для работы такими режимами:

1. CW
2. Contestia [2,4,8,16,32]-125
   Contestia [2,4,8]-250
3. DominoEXµ
   DominoEX [4,5,11]
4. Slow Hell, FSK Hell, FSK Hell-105, Feld Hell
5. MFSK [4,11,31,8,16]
6. OLIVIA [2,4,8,16,32]-125
   OLIVIA [2,4,8,16]-250,
7. BPSK [31,63,63F,125]
   QPSK [31,63,125]
8. 8PSK 125
9. PSKR 125R
10. RTTY [45,50]
11. THORµ
    THOR [4,5,11]
12. THROB [1,2,4]
    THROBx [1,2,4]

Тут перечислены только режимы из коллекции FLDIGI. Но их много больше.

§4.6.3 Реальная чувствительность.

Самый простой способ замера чувствительности - контролировать выходной сигнал приёмного тракта любым софтом с логарифмическим измерителем, проградуированным в dB. Замерив шум тракта без сигнала, и с сигналом такого уровня, чтобы измеритель увидел на 12 dB больше, мы сразу узнаем чувствительность в стандарте 12 dB SINAD, принятом у любителей.

Так и сделаем, воспользовавшись связным софтом JS8Call:

Сигнал на входе приёмника составил 0.7 µVrms. Если принимать телеграф на слух, с соотношением сигнал/шум 4 раза, этого должно быть достаточно на 80-метровом диапазоне при полосе пропускания приёмника до 300 Hz.

Но давайте обратимся к куда более точным спектральным измерениям.
Нам понадобится софт «SpectraLab» и вот такая формула:

SNR_+12dB - Minimum Detectable Signal +12 dB
Δ_bandwidth - полоса пропускания приёмника, Гц.
Δ_SLR - Spectral Line Resolution, Гц.

Согласно этой формуле, пик сигнала должен превышать шумовую дорожку под сигналом на 36.3 dB, если Δ_bandwidth по уровню -3dB около 275 Гц, а Spectral Line Resolution 1.017 Гц (показывается программой для выбранного режима измерения).

Зафиксируем шумовую дорожку, попутно оценив её уровень как -70 dB.
Это синяя кривая графика и левое окошко индикатора «Peak Amplitude»:

Теперь аккуратно подберём входной сигнал таким, чтобы его уровень на выходе приёмника возвысился над шумовой дорожкой на те самые 36.3 dB, а пиковый индикатор показал не менее -33.7 dB. Красная линия графика.

Входной сигнал получился 0.56 µVrms, что несколько лучше найденного по грубой прикидке. Итого чувствительность «Ретроволынки» в стандарте 12 dB SINAD не хуже 0.6 µVrms.

Это довольно близко к значению 1 µVrms, которое фигурирует в качестве чувствительности на КВ для военной аппаратуры, правда, довольно старой. И соответствует помеховой обстановке современного 80-м диапазона.

§4.6.3.1. Сравнение двух приёмников по чувствительности.

Давайте возьмём хай-энд ширпотреба, приёмник класса «TECSUN-S2000», умеющий принимать SSB, с чувствительностью «лучше 1 µVrms» согласно спецификации. Ввиду чего многие начинающие радиолюбители пользуются им в качестве связного приёмника.

Удобно, что «TECSUN-S2000» имеет 50Ω антенный вход с BNC разъёмом, куда можно воткнуть диапазонную антенну, и выход на наушники, без проблем подсоединяемый к компьютеру. Если усиление «по шумам» на экране связного софта выставить как у «Ретроволынки», их даже можно сравнивать между собой чисто визуально.

В качестве источника эталонного сигнала сгодится ГСС, в гнездо которого воткнут кусок провода длиной с метр. Всё это выставляется на подоконник железобетонного дома. Приёмная антенна находится с другой стороны девятиэтажки.

Генератор обеспечивает несущую нужной частоты. Амплитуда 50 mVrms, что соответствует 0.05 mW, ежели бы вместо куска провода был подключён полноразмерный диполь, излучающий 100% подводимой к нему мощности. В реальности же такой провод излучает порядка 2.5 µW.

Тем не менее, сигнал принимается на «TECSUN-S2000»:

Для "цифры" этого более чем достаточно. Даже с большим запасом.

Теперь заменяем «TECSUN-S2000» на «Ретроволынку».
Частоту ставим такую, чтобы пики спектра не попадали на сетку:

Неведомо, насколько чутьё TECSUN «лучше 1 µV», но данный девайс даже чувствительнее Тексана будет. Да, действительно можно говорить о 0.6 µV.

Для полноты эксперимента поставим в те же условия «Волынку».

В пределах погрешности эксперимента ровно то же самое. Но если в «Волынке» стоит полноценный чип фронт-энда LA1185, с УВЧ, балансным смесителем, гетеродином, и дальнейший приёмный тракт также исполнен на специализированной схеме с глубокой АРУ, то в данном девайсе ничего этого нет. Тем не менее, самопал при прямом сравнении и сопоставлении работает примерно так же.

Что более важно, оценённая двумя разными способами чувствительность подтверждена ещё и через сравнение с промышленным приёмником.

§4.6.4 Подавление зеркального канала.

Частота зеркального канала «Ретроволынки» составляет 3.580625 MHz при прямом канале 3.579425 MHz и частоте манипуляции 600 Hz. Если подать с генератора стандартных сигналов максимально возможное напряжение 20 Vpp, на выходе используемого при измерениях аттенюатора -80 dB получится 707 µVrms, или -50 dBm (S9+23 dB). Пусть это происходит на частоте зеркального канала, красная кривая:

Перестроив генератор на частоту прямого канала, мы получим сигнал той же амплитуды на выходе приёмника при 6 mVrms до аттенюатора, или 0.6 µVrms после, что составит -112 dBm (S2-S3). Это синяя кривая графика.

Таким образом, подавление зеркального канала, отстоящего на 1200 Hz, в цифрах равно 62 dB. Для столь простого приёмного тракта достаточно.

§4.6.5 Контроль выходного сопротивления передатчика.

Выходное сопротивление передатчика должно быть ровно такое, на какое рассчитаны антенна и фидерный тракт. Для транзисторных передатчиков это всегда и строго 50 Ω, таковы традиция и практика.

Контроль проще всего осуществить, нагружая передатчик резисторами различного номинала, но с индуктивностью не более 0.01-0.03 µH. Иначе экспериментальные точки графика не лягут на одну линию, и придётся привлекать математику, чтобы ту линию правильно провести.

Напряжение на резисторе можно мерить осциллографом, и с помощью калькулятора пересчитывать в мощность, при этом не забывая подставлять правильный номинал резистора в поле импеданса.

У автора получилась такая зависимость (рисунок кликабелен):

Измерения проводились на полной мощности, которая оказалась несколько больше заявленных 2W. Однако в антенно-фидерном тракте процентов десять мощности имеют полное право потеряться во славу неидеальности этого мира, так что излучаемая мощность как раз и получится в районе 2W.

Импеданс передатчика близок к 50 Ω, и при работе на меньшей мощности имеет тенденцию к увеличению. Экстремум зависимости плывёт вправо при сбросе мощности. Однако импеданс передатчика нормируется для самого напряжённого режима, и мы в его 50-омности наглядно убедились.

Обратите внимание, что передатчик, нагруженный вместо 50Ω на 28Ω и 89Ω, работает с одинаковым КСВ=1.78, но развивает при этом ощутимо разную мощность.

В практическом аспекте это означает, что в полевых условиях антенна, которую положено вешать на высоте 4-5 метров или даже выше, может быть проброшена по кустам, на высоте роста человека, или даже ниже. Её импеданс упадёт примерно вдвое, однако выходная мощность снизится процентов на десять.

Эффективность работы такой антенны - это уже другой вопрос.

§4.6.6 Напряжение питания и выходная мощность.

§4.6.7 Индикатор напряжения батареи питания.

Девайс рассчитан под питание от десятка Ni-MH аккумуляторов, либо от «свинца». Как мы видели чуть выше, мощность передатчика зависит от напряжения питания линейно в диапазоне питающих напряжений 12.5±1V, но девайс допустимо эксплуатировать в более широком диапазоне - 12±2V.

Меньше нельзя, химия Ni-MH страдает. Да и не получится.
А более высокие напряжения на этой химии уже не реализуются.

Отсюда понятен выбор динамического диапазона индикатора батареи:

Больше 14-15 Вольт подавать не стоит.

§4.6.8 Градуировка шкалы SWR индикатора.

Обычно измеритель КСВ (SWR) градуируется с помощью набора мощных безиндукционных резисторов. Но есть альтернативный способ. Параллельно эквиваленту нагрузки подключаются конденсаторы известной ёмкости, и по вот такому калькулятору вычисляется SWR в каждом случае:

Сопротивление активной нагрузки:	Rp=	Ω
Волновое сопротивление кабеля:	Zk=	Ω
Частота измерения КСВ:	Fswr=	MHz
Добавочная ёмкость:	Cp=	pF

Дальше достаточно включить передатчик в телеграфном режиме на его номинальной мощности, и отрисовать график показаний индикатора в зависимости от ёмкости дополнительного конденсатора, параллельного нагрузке. Что увязывается с SWR, найденным по калькулятору для каждого номинала конденсатора, и строится такая калибровочная кривая:

SWR не относится к интуитивно понятным параметрам.
Лучше привести его трактовку через потери мощности в цепи:

SWR (КСВ):	Мощность, %	Потеря мощности:
		В %	В dB
1.0	100	0.00	0.00
2.0	88.9	11.1	0.51
3.0	75.0	25.0	1.25
4.0	64.0	36.0	1.94
5.0	55.6	44.4	2.55

Опять-таки, термин «потери мощности» не совсем точен, это не потери на нагрев или что-то такое без толку пропавшее. Мощность могла бы уйти в антенну, но не смогла. Несогласованная антенна не излучает всё, на что способен передатчик.

К примеру, на нагрузке 50 Ω активного сопротивления «Ретроволынка» способна развить выходную мощность 2.2W. От источника напряжения 12.5V при этом потребляется 440 mA, то есть 5.5W, КПД составляет 40%. Это нормально для линейного SSB передатчика с его немаленьким током покоя выходного каскада.

Если теперь параллельно нагрузке припаять конденсатор 1000 pF, SWR станет равным 3. Потребляемый передатчиком ток уменьшится до 360 mA, а мощность до 4.5W. КПД упадёт до 33%, и в нагрузку уйдёт на 25% меньше мощности, в полном согласии с наукой.

Разница в КПД между 33% и 40% не то чтобы сильно уж заметна, при этом передатчик не греется сильнее, ничего с ним страшного не случается. Местный автор полагает, что QRP девайс совершенно спокойно можно экплуатировать с SWR по выходу до 3, что эквивалентно зажиганию шестого светодиода индикатора. Но и в антенне будет полтора Ватта вместо двух, это понятно.

§4.6.9 Градуировка измерителя мощности.

С этим всё намного проще - на вход девайса подаётся сигнал частотой 600 Hz, на выход цепляется эквивалент нагрузки с каким-либо измерителем мощности (или осциллограф в его роли), и экспериментально определяются моменты зажигания каждого светодиода шкалы, с нахождением мощности в этот момент.

График при напряжении питания 12.5V получается таким:

Так, при выходной мощности в диапазоне 600-840 mW зажжён пятый светодиод шкалы из десяти.

Напомню, что индикатор в режиме измерителя мощности настраивается так, чтобы 2W выходной мощности соответствовало девятому светодиоду шкалы, что мы и наблюдаем. Если мощность выше, с антенной что-то не ладно, и мы должны иметь шанс это увидеть - десятый светодиод в штатном режиме не рабочий.

А теперь более интересное. Как связать выходную мощность с амплитудой сигнала на линейном входе SSB модулятора?

Нарисуем и такой график, также кликабельный:

На этом графике мы оторвёмся по полной. Для начала аппроксимируем его полиномом девятой степени, чтобы по амплитуде входного сигнала находить мощность. И поменяем оси местами для получения обратной зависимости, изыскав ещё один полином. По нему удобно вычислять напряжение на линейном входе, необходимое для получения заданной выходной мощности.

Чтобы не возиться с формулами, набросаем калькулятор.
Заполнение любого поля инициирует пересчёт этого параметра в другие:

Параметр:	Единицы:	Диапазон:	Значение:
Мощность	W	0.001-2.190
	dBm	0.00-33.4
	NLED	LED 0-9
Входной сигнал	mVRMS	0-180
	mVPP	0-512

§4.7 Эфирные испытания.

§4.7.1 Излучаемый спектр.

Спектральная чистота излучаемого сигнала всегда была священной коровой для упоротой медитации. К счастью, общедоступная технология RTL-SDR позволяет поднести это чудесное устройство даже без всякой антенны к эквиваленту нагрузки, и любым софтом SDR приёмника проконтролировать излучаемый сигнал. Правда, в динамическом диапазоне примерно 50 dB, ежели донгл бюджетный. Но и этого обычно достаточно.

Сперва обзорный скрин, захватывающий хотя бы 10 kHz спектра:

Автор не увидел никакой разницы при засовывании в «Ретроволынку» тонального сигнала 600 Hz 500 mVpp через её линейный вход, либо от нажатия кнопки настройки, одновременно активирующей телеграфный ключ и «педаль». В том и другом случае в нагрузку уходит 2W мощности, с разницей 2-3 Hz по частоте.

Предыдущий рисунок фиксирует отработку тонального сигнала, то есть работу формирователя SSB. Несущей не видно вообще, она должна быть немногим правее красной линии.

Зеркальный канал, если это он, подавлен на 50 dB. Но только одна из линий (3.5806 MHz) может быть приписана зеркальному каналу, а природа линии 3.5803 MHz непонятна.

То же, но теперь крупно и в лучшем разрешении:

А теперь постучим телеграфным ключом:

Дигимода THOR4:

Ничего страшного или даже слегка некошерного мы на этих картинках не видим, поэтому можно сходить в гости к не самому ближнему web-SDR, чтобы не перегружать его своим сигналом, и визуально убедиться, что и в реальном эфире сигнал чёткий и стабильный.

Подойдёт SDR в 280 км, на котором можно потестировать разную мощность.
По клику в картинку будет видно лучше и в полный рост:

Здесь задействованы связной софт FLDIGI и модуляция OLIVIA 32-125.
Мощность слева направо 8mW, 79mW, 125mW, 250mW, 500mW, 1W, 2W.
Потери в антенно-фидерном тракте никак не учтены, но обязательно есть.

При мощностях 0.5-2W особой разницы не заметно, но дорожки водопада более контрастны, что говорит о срабатывании системы АРУ приёмника.

Во всех случаях передача стопроцентно детектируется, ошибки начинают появляться при мощности сигнала, подводимого к антенне, менее 5-7 mW. На левой дорожке сигнал вроде бы начисто пропадает в шумах, но это только визуально. Применённая цифровая мода ещё работоспособна, когда по «водопаду» даже и не особо понятно, есть ли там сигнал вообще.

Если абстрагироваться от федингов, которые при связи на 280 км через механизм зенитного излучения обязательно должны быть, наблюдается чёткий сигнал достаточного качества. Индикатор софта, реагирующий в данной моде более на частотную стабильность сигнала, нежели на его уровень, достигает значений втрое выше, чем для «Волынки» предыдущей ревизии и тех же самых условий.

Весьма похоже, что кварцевый генератор на аналоговом ключе намного стабильнее, чем реализованный на микросхеме фронт-энда LA1185, а НЧ тракт без всяких компрессоров и лишних каскадов обладает надёжностью автомата Калашникова. Температурный дрейф частоты тоже отсутствует, «прогрев» девайса никак не сказывается. На приёмной стороне частоту можно выставлять до Герца - сигнал «Ретроволынки» ровно там и будет.

Возросшая надёжность детектирования позволила установить связь на 1960 км, куда раньше дотянуться не удавалось.

Остаётся непонятым происхождение двух полосок на обзорном скрине, но донгл такая штука, что показывает всякие линии даже там, где их нет. Поэтому формируем тональник SSB модулятором на максимальной мощности, и просматриваем этот сигнал на ближайшем SDR в режиме USB, чтобы несущая, если она есть, и зеркальный канал попали в полосу приёма.

На чувствительном водопаде FLDIGI получилось так:

Дабы понять, где что в цифрах, придётся получить вывих мозга.

Частота настройки SDR приёмника 3.578900 MHz.
Частота опорного генератора передатчика 3.580025 MHz.
Частота манипуляции 600 Hz в LSB будет 3.579425 MHz.
Детектируется она как 525 Hz - эту полоску мы отчётливо видим.

Подавленная несущая на этой картинке должна быть на 1125 Hz.
На 1100 Hz там что-то есть, но это не оно.
При выключенном передатчике сигнал в эфире остаётся.
Так что несущую мы не обнаружили.

Частота манипуляции в зеркальном канале 3.580625 MHz должна сыскаться на 1725 Hz, прямо по центру выделенной красным области. Но ничего такого там не видно. Так что зеркальный канал подавлен лучше, чем это можно обнаружить практически.

На полной мощности увидеть вторую и третью гармоники не удалось даже на ближайшем SDR. В ближней зоне на RTL-SDR донгл их, конечно, видать, однако оценить энергетику сложно. Специализированной аппаратуры нет, как и доступа к ней.

§4.7.2 Стабильность частоты передатчика.

Проще всего взять какой-нибудь удалённый SDR, принять им эфирный сигнал от девайса, и засунуть его в утилиту «Argo» для анализа медленного телеграфа (QRSS). Поскольку одноваттная передача будет иметь просто ломовой уровень, web-SDR пусть будет удалён на 600+ км. Но и такая дистанция маловата, дорожка сигнала слишком жирная даже при установке минимально чутья в максимальном контрасте:

За 15 минут дрейф несущей составил грубо говоря 0.7 Hz вниз по частоте из-за прогрева внутренностей «ретроволынки». Некоторая «мохнатость» звуковой дорожки обусловлена механизмом распространения радиосигнала (NVIS), а долговременной стабильности вполне достаточно для цифровых мод с шириной полосы в десятки Hz.

Более технологичное решение подразумевает синтез на Si5351A, в простейшем случае с управлением от ATtiny13 на манер такого.

§4.7.3 Стабильность частоты приёмника.

При работающем передатчике в корпусе девайса выделяется много тепла, так что причины ухода частоты понятны. Интересно, что будет в режиме приёма.

Эффект зовётся выбегом частоты гетеродина при включении, потому как параметры практически всех элементов радиоэлектронной аппаратуры температурно зависимы. Даже если устройство термостатировать, чипы и транзисторы заметно греются внутри себя.

Вряд ли правильно замерять частоту гетеродина напрямую частотомером. Поэтому подадим на вход приёмника опорный сигнал, полагаясь на его стабильность. А разницу с частотой гетеродина посмотрим спектральными методами, легко оперирующими сотыми долями Герца.

В момент включения частота максимальна, далее она уменьшается:

Выбег частоты за первые 15 минут после включения составляет около Герца (маленькая врезка на графике показывает этот момент чуть подробнее), и ещё ½ Hz за дальнейшие ¾ часа прогрева.

Если не пытаться работать сверхузкополосными цифровыми модами, весьма требовательными к долговременной стабильности несущей, такой выбег частоты не должен представлять проблемы.

А иначе придётся обратиться к синтезу, что схемотехнически сложнее.

§4.7.4 Излучение гетеродина в антенну.

Люди, далёкие от радиотехники, видели в «шпионских» фильмах, либо слышали где-то ещё, и теперь в этом уверены, что любой приёмник можно обнаружить, запеленговать, и даже вычислить по частоте гетеродина, что именно слушает юзер. Если приёмник с гетеродином, конечно.

Теоретически такое возможно, давайте проверять.
Пациенты 151 палаты даже на этом настаивают.

Нам понадобится другой приёмник, с режимом CW/SSB и микровольтной чувствительностью. Бытовой точно не подойдёт. Но у местного автора есть «Волынка» предыдущего релиза, с полосой пропускания более килогерца, причём частота гетеродина «Ретроволынки» оказывается как раз по центру диапазона. Для определённости это 3.580025 MHz.

Попытка услышать «Ретроволынку», подключенную к полноразмерной антенне, на «Волынку» с короткой локальной антенной, окончилась неудачей. Обмен антеннами ожидаемо ничем не помог, ибо в эфире много всякого, а подключив полноразмерную антенну к приёмнику, мы этим «всяким» замаскируем искомый сигнал вообще без вариантов.

Тогда антенные гнёзда девайсов соединяются кабелем напрямую друг с другом, и вот тогда «Волынка» предъявила тон 1016 Hz на своём линейном выходе. Это вот оно самое.

Мы знаем чувствительность «Волынки», 0.64 µVrms в стандарте 12 dB SINAD. Софтом класса JS8Call можно не только замерить чувствительность приёмника по известной мощности генератора, как сказано в §4.6.3, но и решить обратную задачу. Оценить мощность сигнала в кабеле относительно известного уровня чувствительности приёмника.

Однако шкала JS8Call показывает одинаковое значение что с сигналом, что без. То есть мощность гетеродина в антенне «Ретроволынки» находится где-то на уровня MDS «Волынки», в районе -122 dBm.

Это может показаться странным, так как обычно гетеродин приёмника прямого преобразования кричит в антенну с уровнем S8-S9. Однако, если вспомнить про кварцевый фильтр между антенной и смесителем, с затуханием на частоте гетеродина не менее 45 dB, всё встаёт на свои места. Получается примерно та же цифра: -122 dBm.

В единицах СИ такое зовётся фемтоВатт, и обнаруживается только антенной дальней космической связи. Если Вы не станете включать такой девайс рядом с Большим Ухом, то и жить будете долго и счастливо.

§4.8 Характеристики цифрового модема.

Просуммируем всё намеренное ранее в одной табличке:

Параметр:	Значение:
Частотный диапазон по уровню ½ dB:	3579425±110 Hz
Режим работы:	Однополосный, LSB
Виды:	CW, DigiMods
Диапазон питающего напряжения:	10-13.8 V
Приёмник, частота манипуляции 600 Hz, нагрузка >32Ω
Чувствительность 12 dB SINAD:	0.6 µVrms, или -111 dBm
Подавление зеркального канала:	62 dB
Динамический диапазон:	86 dB, от S3 до S9+50 dB
Неравномерность АРУ S9~S9+50 dB	не более 2 dB
Уровень собственных шумов:	38 mVpp
Максимальная амплитуда выходного сигнала:	1.2 Vpp
Выбег частоты гетеродина при включении: За 15 мин: За час:	При комнатной температуре: ~1 Hz ~2 Hz
Энергопотребление от источника 12.5 V:	30 mA
Передатчик. Характеризуется при напряжении питания 12.5 V
Импеданс при выходной мощности 2.2W:	50 Ω
Диапазон управления VOX (500-700 Hz):	80-500 mVpp или 29-177 mVrms
Соответствующая выходная мощность:	От 82 mW до 2.1 W
Дополнительные интерфейсы:	Управление TX по COM-порту.
Выходная мощность при питании:	11 Вольт - 1.9 W 12 Вольт - > 2 W 13 Вольт - 2.2 W
Подавление несущей:	оценочно 60-70 dB
Подавление верхней боковой полосы:	> 55 dB
Энергопотребление (12.5V, мощность 2.1W):	< 440 mA
Режим работы на передачу:	Хоть круглосуточно.
Обрыв антенны:	Не страшен.
Сметная стоимость комплектующих:	$14.13

§4.9 Итог диайвая.

На примере данной конструкции мы проследили, как, имея на руках только генератор сигналов начального уровня и плохонький осциллограф, даже при полном отсутствии современных деталей всё-таки возможно создать средство связи на 100-200 км с себе подобным за символический прайс ~1000 рублей (на момент собственно диайвая), или не более $15.

Естественно, ввиду совершеннейшего примитивизма приёмного тракта ни о какой альтернативе связному приёмнику даже речи не идёт. Но если очень хочется попищать морзянкой и покурлыкать «в цифре», всё получится.

Понятно, что такое техническое решение не претендует на универсальность, и заточено строго под «клубную» частоту в рамках концепции беспоисковой бесподстроечной связи, даже не имея на морде девайса ни одной крутилки.

Но аппарату для низовой КВ радиосети такое простительно.
Это ж всё-таки тактический зелёный кирпич, попрошу уважать :)

§4.10 Про «цифру» без компьютера.

Ну и плавно возвращаемся к тому, с чего начали, к специфике 151 палаты.

Вроде как «цифра» по-любому требует смартфона или ноутбука, но это громоздко, тяжело и энергозатратно для аутдора. Да, телеграф хорошо, но кто ж его сегодня умеет? Да ещё чтоб и с двух сторон радиотрассы?

Однако, не всё так плохо.
Местный автор читал вот про такое, но не удалось найти ссылку:

Как-то в многодневный пеший туристический поход руководитель группы взял аппаратуру радиолюбительской связи, на КВ. Разговаривать было не с кем, но дважды в сутки аппарат включался на передачу, и делался доклад о текущей ситуации, прямо в пустоту.

Медведи в тот год не выспались, были агрессивные, и гоняли всех подряд. В процессе чего кто-то покалечил ногу, но не фатально. «Доклады в пустоту» это отразили, и рассказали про смещение графика движения.

В конечной точке маршрута в нужное время группу встречали, даже со скорой. Оказалось, местный участковый после армейки фанател по радиосвязи, и зачем-то отслеживал все злоключения туристов. В личное время, что удивительно.

На этом примере мы понимаем, что связь в два конца не особо и нужна. Достаточно периодически подавать весточку о себе. В случае туристов стоит весь маршрут разбить на отрезки километров по пять, и получившиеся точки количеством штук 20-30 пронумеровать. Или выписать номера самых мелких квадратов QTH локатора для соблюдения регламента радиосвязи.

Теперь достаточно передать ближайшую точку маршрута и статус. Для статуса сгодится таблица, предусматривающая все возможные ситуации. «Плохая погода, остановка на сутки», «хорошая рыбалка, остаюсь пока тут», «что-то со здоровьем, движемся медленнее графика», «нечего передавать», и тому подобное в ассортименте.

Если это всё предусмотрено ещё на этапе планирования и сборов, то список номеров (или QTH) точек маршрута, а так же все возможные статусы могут быть записаны на плеер в выбранной дигимоде. В левый канал собственно запись, в правый рассказ голосом, что она значит. В радейку уходит только левый канал, правый выведен на наушник.

Для рапорта выбирается и проигрывается трек с номером точки маршрута, затем необходимый статус, ежели нужен. Плеер за доллар и к нему SD карта на гиг с готовыми треками - вот и вся аппаратура.

С другой стороны аппаратуры вообще может не быть. Никакой.
web-SDR приёмника со связным софтом и таблицы статусов хватит.

Локальная версия статьи: ZIP, 17.86 МБ

О цифровой моде JS8Call по-русски и подробно.

Антенна для Волынки 151 палаты.

КВ модем цифровых видов связи с японским уклоном В151П.

№ 1Это просто праздник какой-то!

№ 2Про новое

№ 3Про частоты

№ 4Про рации

№ 5Смеситель с кпд