AFP-FSK модем c блэкджеком и шлюхами.

AFP-FSK модем c блэкджеком и шлюхами.

Попрактиковавшись в построении простых и предельно дешёвых средств связи на условные 100 км, как в виде SSB радиостанции, так и цифровых модемов (бюджетный вариант и с максимально упрощённым радиотрактом) при себестоимости любого из них не более $15, местный автор возжелал чуть более универсального девайса, но в том же формате кирпича.

Желание, как обычно, вылилось в лонгрид, текст класса «TLDR».
Чтоб не было тяжко, картинок насыпем от души. Где надо и где не надо.

Список очередных хотелок.

Всякий диайвайщик стремится прогрессировать даже в своих увлечениях, а потому требования к очередному девайсу сформулировались таким образом:

1. «Цифра» по-прежнему в приоритете.
   Ибо по дальнобойности откровенно хороша и безальтернативна.

2. Перестройка по частоте в пределах выбранного диапазона.
   Тут уместен синтезатор. Вернее, без него точно не обойтись.

3. Местная связь через зенитный механизм излучения NVIS до 300-400 км выбора не оставляет - пригоден только диапазон 80 м.

   Но пускай будет возможность перевода девайса на диапазоны 40, 30, 20 метров. Для чего достаточно пересчитать диапазонный фильтр.

4. Намеренно дубовое исполнение в милитари стиле.

   Такая концепция подразумевает только разъёмы, и ничего из того, что в принципе может быть разбито или отломано. Хотя для перестройки по диапазону и планируется использование синтезатора, воздержимся от хрупких дисплеев и энкодеров.

5. Тогда возникает вопрос, как же тогда всем этим управлять.

   Раз уж «цифра» без компьютера невозможна, логично всё управление осуществлять через CAT-интерфейс связного софта. Зато девайс в своих сигнальных кабелях будет предельно лаконичен. К нему подключается антенна, батарея, и один USB кабель от компьютера.

6. Доступность элементной базы и комплектующих приветствуется.
   Что заодно подразумевает минимальный ценник на комплектующие.

7. Питание только стандартное, от 12 Вольт. Понятно, почему.
   И габариты/вес поскромнее, ввиду специфики.

Не все требования сочетаются друг с другом. Если синтезатор частоты и обслуживающие его каскады кушают от души, по энергопотреблению сей девайс не конкурент тому, что мы собирали раньше. С другой стороны, всё ранее собранное, работающее на фиксированных частотах, не умеет гулять по диапазону, и это ничуть не лучше.

Дополнительные, но очевидные и разумные требования:

8. Если смотреть на задачу более глобально, на ум приходит концепция «All You Need / Portable», то есть самодостаточный мелкиий девайс, не требующий никакой внешней оснастки при развёртывании позиции где-нибудь в лесу под ёлкой.

   В лесу под ёлкой точно не будет никаких КСВ-метров, все подобные средства контроля девайс изначально должен нести в себе.

9. Розеток в лесу под ёлкой тоже не наблюдается.

   Чтобы девайс не превратился в тыкву при умирании батарейки нетбука или планшета, должна остаться возможность осуществить коннектинг пипл в виде хотя бы телеграфа.

10. Ну и просто послушать эфир ухом «в голосе» тоже весьма полезно.
    Как растёт картошка за Уралом, хорош ли урожай белок...

    По этой причине SSB фильтр по ширине полосы имеет смысл посчитать под голос. Хотя для «цифры» такой простор избыточен.

Так что для реализации ещё и таких хотелок всё-таки не исключён и какой-нибудь дисплей с кнопками. Но лишь незамерзающий и трудноубиваемый.

И да, оговориться надо сразу - то, что возжелалось, оно, конечно, в каком-то виде уже материализовано. И, скорее всего, не один раз. Но простые вещи по чужим чертежам делать скучно, нет роста над собой.

«AFP-FSK модем», оглавление.

• Глава 1. Идеи для цифрового модема и их проверка.
  • §1.1 Концепция приёмного тракта.
    • §1.1.1 Выбор значения ПЧ.
    • §1.1.2 Об инверсии частот в приёмном тракте.
  • §1.2 Концепция передающего тракта.
  • §1.3 Хард и софт модема.
    • §1.3.1 Среда разработки Arduino IDE и альтернатива.
    • §1.3.2 Выбор между LSB и USB.
    • §1.3.3 VFO и BFO на синтезаторе Si5351a.
      • §1.3.3.1 Калибровка модуля si5351.
      • §1.3.3.2 О температурной стабильности Si5351a.
      • §1.3.3.3 Об идентичности каналов Si5351.
    • §1.3.4 Прямой синтез FSK сигналов на радиочастоте.
  • §1.4 Экспресс-испытания AFP-FSK.


• Глава 2. Проектирование передающего тракта.
  • §2.1 Усилитель мощности класса «E».
  • §2.2 Драйвер усилителя мощности.
    • §2.2.1 Правильное включение логики.
  • §2.3 Выбор рабочего режима усилителя E-класса.


• Глава 3. Блок логики.
  • §3.1 Индикатор.
  • §3.2 Кнопки.
  • §3.3 Ограничения архитектуры Ардуино.
  • §3.4 Внешнее питание.
  • §3.5 Польза от добавления индикатора.
  • §3.6 Принципиальная схема блока логики.
  • §3.7 Звуковая карта.
  • §3.8 USB хаб.
  • §3.9 Плата цифровой части модема.
  • §3.10 Кнопки Морзе.
  • §3.11 Программирование каналов.
  • §3.12 Об управлении через RTS/DTR по COM-порту.
  • §3.13 Калькуляция стоимости платы логики.


• Глава 4. Конструирование передающего тракта.
  • §4.1 Принципиальная схема передатчика.
  • §4.2 Печатная плата передатчика.
  • §4.3 Настройка передатчика.
    • §4.3.1 Калибровка вольтметра батареи.
    • §4.3.2 Балансировка КСВ-метра.
    • §4.3.3 Калибровка измерителя мощности.
    • §4.3.4 Калибровка КСВ-метра.
  • §4.4 Рабочий вариант скетча.
  • §4.5 Калькуляция стоимости платы передатчика.


• Глава 5. Проектирование приёмного тракта.
  • §5.1 Приоритеты при проектировании приёмника.
  • §5.2 Кварцевый фильтр.
    • §5.2.1 Покупка кварцевых резонаторов.
    • §5.2.2 Отбор резонаторов на испытательном стенде.
    • §5.2.3 Номинал конденсаторов для фильтра.
    • §5.2.4 Теоретическая АЧХ QER фильтра.
    • §5.2.5 Выяснение импеданса QER фильтра.
  • §5.3 УПЧ (IF amplifier).
  • §5.4 Второй смеситель.
    • §5.4.1 Выбор аналогового ключа.
    • §5.4.2 Схема смесителя на аналоговых ключах.
    • §5.4.3 Форма сигнала BFO.
  • §5.5 Предусилитель.
  • §5.6 Активный фильтр нижних частот.
  • §5.7 АРУ (AGC) для MC1350P.
  • §5.8 Предельное упрощение схемы смесителя.
  • §5.9 Первый смеситель.
  • §5.10 Опробирование супергетеродина.


• Глава 6. Конструирование приёмного тракта.
  • §6.1 Печатная плата приёмника.
  • §6.2 Настройка приёмника.
    • §6.2.1 Проверка кварцевого фильтра.
    • §6.2.2 Контроль и коррекция АЧХ тракта.
    • §6.2.3 Настройка петли АРУ.
    • §6.2.4 Стоимость приёмника.
  • §6.3 Громкоговорящая приставка.


• Глава 7. Изготовление и испытания модема.
  • §7.1 Испытания передатчика.
    • §7.1.1 Максимальная мощность модема.
    • §7.1.2 Частотная дисперсия мощности.
    • §7.1.3 КПД передатчика E-класса.
    • §7.1.4 Регулировка выходной мощности модема.
    • §7.1.5 Гармоники сигнала.
    • §7.1.6 Оценка качества модуляции.
    • §7.1.7 Оценка достаточности мощности.
  • §7.2 Испытания приёмного тракта.
    • §7.2.1 Качество селекции USB/LSB.
    • §7.2.2 Рабочий диапазон частот.
    • §7.2.3 Уровень эфирного шума.
    • §7.2.4 Стабильность частоты настройки.
      • §7.2.4.1 Калибровка по эталонным станциям.
      • §7.2.4.2 Калибровка по вещательным станциям.
      • §7.2.4.3 Выбег частоты при включении.
    • §7.2.5 Чувствительность приёмного тракта.
      • §7.2.5.1 Инструментальные измерения.
      • §7.2.5.2 Оценка чувствительности на глаз.
      • §7.2.5.3 Эфирная оценка чувствительности.
      • §7.2.5.4 Сравнительная оценка чувствительности.
      • §7.2.5.5 Что ограничивает чувствительность.
      • §7.2.5.6 Практическая связь на 200 км.
    • §7.2.6 Поражённые точки.
    • §7.2.7 Излучение гетеродинов в антенну.
  • §7.3 Характеристики модема.
  • §7.4 «Военный» диапазон.
  • §7.5 Итог диайвая.
  • §7.6 Дополнения.

Глава 1. Идеи для цифрового модема и их проверка.

§1.1 Концепция приёмного тракта.

По логике, для диапазонного варианта исполнения модема, напрашивается фазофильтровый метод селекции SSB сигнала. Но он весьма далёко ушёл от «ламповых» технологий. Этак от радиотехники совсем ничего не останется. Потому пусть будет супергетеродин с одним преобразованием частоты, простой и понятный.

Первый гетеродин с плавной перестройкой (VFO) проще всего делается на синтезаторе. Современные модули синтеза имеют от трёх независимых выходов, так что не возникнет проблем и с опорным генератором (BFO). Его можно ставить по выбору на верхний или нижний скат кварцевого фильтра, реализуя тем самым приём с нужной боковой полосой.

Любая супергетеродинная конструкция затевается с единственной целью - осуществить селекцию сигнала максимально качественным фильтром с требуемой полосой пропускания, для чего сигнал сначала переносится на частоту фильтра, а потом, после селекции и усиления, на звуковую частоту.

Фильтр основной селекции по ПЧ проще всего реализуется на кварцевых резонаторах, в чём мы неоднократно практиковались, и хорошо обучены такой премудрости. Воспользуемся этим опытом, раз уж он есть.

Выбор значения ПЧ осуществляется так, чтобы на интересных нам КВ диапазонах отсутствовали поражённые точки, также называемые спурами (Spur). Если исходить из кварцев, имеющихся в наличии на Алиэкспрессе, задача вообще имеет единственное решение.

§1.1.1 Выбор значения ПЧ.

Местный автор тщательно изучил весь ассортимент кварцевых резонаторов, доступных на Алиэкспрессе, и для каждого частотного номинала посчитал поражённые точки на потенциально интересных диапазонах 80-20 метров.

Ни одной поражённой точки нет только при ПЧ, равной 4.1943 MHz, что подтверждается скрином из IF Spurs Calculator - это просто красота:

На самом полезном в плане работы через NVIS диапазоне 80м при таком значении ПЧ не всё хорошо с зеркальным каналом, захватывающим кусок 25-метрового вещательного диапазона. Потребуется хотя бы антенный фильтр, надобность в котором, впрочем, и так самоочевидна.

Низкая ПЧ позволяет пользоваться при настройке тракта измерительной аппаратурой начального ценового сегмента (генераторы и осциллографы с рабочей частотой до 5 MHz), употреблять относительно простые схемные решения, и максимально распространённые комплектующие.

§1.1.2 Об инверсии частот в приёмном тракте.

Поскольку частота первого гетеродина (обозначен как VFO) выше рабочей частоты RF, наблюдается инверсия спектра на промежуточной частоте IF.

Графически такой эффект можно продемонстрировать тремя телеграфными сигналами разной амплитуды (зелёные линии на частоте RF), которые после преобразования в первом смесителе изменят порядок следования на оси частот (синие линии на промежуточной частоте IF):

Опорный сигнал второго гетеродина BFO также придётся реверсировать. Так что далее, когда речь идёт, например, об USB, но опора ставится на верхнем скате фильтра основной селекции, никакой ошибки в этом нет.

Хотя это стандартная раскладка для классического трансивера с первой ПЧ в районе 5 MHz, так получилось, что она нам очень подходит.

Кварцевый фильтр, построенный из дискретных резонаторов, всегда имеет пологий нижний скат, и гораздо более крутой верхний. При инверсии спектра более качественный приём будет для USB, а эта боковая полоса как раз и является целевой для работы с «цифрой».

Приём LSB в плане фильтрации от вышележащего по частоте канала будет похуже, ну так и сам «голос» в этом девайсе опционален.

§1.2 Концепция передающего тракта.

Было бы логично кусок тракта между двумя смесителями с SSB фильтром промеж ними задействовать также и в передающем тракте, как это делалось испокон веков.

Но одна мысль о конструировании полноценного передающего SSB тракта сильно озадачивает радиолюбителя. Если он понимает, за что берётся.

Причина такой боязни легко объяснима.

1. Традиционно SSB сигнал рождается в модуляторе на частоте ПЧ, который необходимо тщательно балансировать с целью подавления опорной частоты.

2. Не всякая схема модулятора способна сохранить сигнал в чистоте, зачастую порождая гармоники сигнала, попадающие в SSB канал. С которыми далее уже ничего не поделать - вот иллюстрация:

   

   Когда эта станция работает с частотой манипуляции менее 800 Hz, наблюдается уже не удвоение, а утроение эфирного сигнала - вместо одного слота станция занимает шесть.

   Для некоторых цифровых мод, теперь уже архивных, мы наблюдаем формирование сигнала на 1.5 kHz без всяких вариантов, как раз вот поэтому, ибо явление массовое.

3. Дальше нас ждёт настоящий квест по отфильтровыванию ненужной боковой полосы. Как правило, многозвенным кварцевым фильтром, нуждающимся в тщательной настройке по приборам.

4. В процессе переноса SSB сигнала на рабочую частоту приходится избавляться от зеркального канала.

5. Ко всему этому прилагается линейный усилитель, который нельзя перегружать по мощности. Что справедливо и для модулирующего сигнала - последствия будут схожие, но более локальные.

Накосячить можно как на любом этапе, так и в каждом из них :)

Однако, для цифровых видов связи семейства FSK, нет необходимости в последовательном переносе звука сначала на частоту ПЧ, а затем и на радиочастоту. Если вообще не пользоваться смесителями, порождающими сперва вторую боковую полосу, а затем и зеркальный канал, от них не придётся потом избавляться.

Своего рода манифест опубликован вот тут, обозначив рождение концепции AFP-FSK. Под неё попадает весь набор дигимод, у которых в каждый момент времени излучается только одна тональность. Одновременно это и самые дальнобойные режимы, использующие быстрое преобразование Фурье, с которым далее можно играться в математику и прямое исправление ошибок.

На примере далеко не единственной конструкции мы видим реализацию такого подхода, вполне имеющего право на жизнь. Более того, в последнее время большинство конструкций, ориентированных на сборку любителями, как раз и подразумевают именно синтез сигнала на рабочей частоте.

Попробуем пойти по тому же пути.
Но это уже будет не чистая радиотехника.

Но может, оно и к лучшему. Появляется шанс примкнуть к прогрессивному человечеству, ссылаясь на GitHub, скетчи оттуда, и всякое такое модное.

§1.3 Хард и софт модема.

Чем стоит заняться в первую очередь.

Местный автор не силён во всяких Ардуинах, ибо пока с ними дел не имел. Но без Ардуины здесь решительно никак не обойтись, так что настала пора познакомиться с незамысловатой на вид штуковиной:

Замечание про то, что всё равно, в чём разбираться с нуля, так что стоило взять что-нибудь посовременнее и с сущестенно большими ресурсами и производительностью, совершенно справедливо. Но для новичка критически важно наличие множества готовых библиотек, не нуждающихся в адаптации. А для этой платформы их море.

Девайс прикольный, и мобилизуется нами для решения трёх задач:

1. Связать софт FLDIGI, JS8Call и ему подобный с девайсом, чтобы иметь возможность управлять модемом по CAT интерфейсу.

   Как минимум требуется задавать рабочую частоту, выбирать полосу USB или LSB, а так же переключаться с приёма на передачу и обратно. Для «цифры» только этого уже вполне достаточно.

2. Собственно синтез частот гетеродинов приёмника.
   Задача вполне типовая, а потому должна решаться несложным образом.

3. Прямой перенос «цифры» на радиочастоту.
   Не является эксклюзивом, проблематика лишь в нюансах реализации.

Поскольку в подобных вещах у местного автора квалификации вообще ноль, ими и будем заниматься в первую очередь. Потому что если вдруг что-то не получится, всё остальное потеряет смысл.

Но если получится, хотелось бы программно реализовать полезные штуки, ранее выполнявшееся аппаратно, на россыпи деталек:

4. Измеритель КСВ, мощности, напряжения питания.
   Ну и хочется считывать эти показания удобным образом.

5. Как желательное - оперирование частотами и каналами.
   Что однозначно требует индикатора.

Писать на СИ впервые без толкового справочника по языку не получится.

§1.3.1 Среда разработки Arduino IDE, либо альтернатива.

По среде разработки Arduino IDE информации много.
Только надо знать, что под Windows XP что-то новее 1.6.13 не заработает.

Скорее всего, под Windows XP Вас раньше или позднее, но неминуемо постигнет беда под именем «collect2.exe: error: ld returned 5 exit status», надёжных рецептов борьбы с которой попросту нет.

Помогает даунгрейд до Arduino IDE 1.6.5-r5 или даже древнее.

Рекомендуются к использованию portable версии, без инсталляции.
Просто распаковываем архив в папку, прямо оттуда всё и запускается.

Делать именно так полезно из соображений удобства, ведь через настройки Arduino IDE папку скетчей можно поместить в пределы рабочей папки ардуины, чтобы не скитаться по недрам профиля юзера, или где-то ещё:

Обратите внимание, что в эту же папку скетчей вложен пустой фолдер библиотек, куда можно поместить как папку своего проекта, так и папки используемых проектом сторонних библиотек. Удобно, когда всё компактно собрано в одном месте.

Всё содержимое этой папки скетчей (собственно скетч и все необходимые для него библиотеки) будет далее выдаваться в виде архивов для каждого этапа разработки, в качестве иллюстрации, как оно устроено. Что куда совать, разбирайтесь сами, у автора оно организовано максимально простым способом, как рассказано выше.

В таком случае, основную папку библиотек в директории Arduino IDE, изначально наполненную десятком-другим типовых решений, которые Вам и вовсе не нужны, можно смело очищать, чтобы средство разработки при каждом своём запуске не тратило время на индексацию всего этого добра.

Причём если нет необходимости вносить в скетчи собственные правки, не возникает нужды и в средстве разработки Arduino IDE, каждая версия которого имеет свои особенности, и компилирует скетч в бинарник различной байтовой длины.

При наличии такого бинарника (возьмём за труд прилагать его ко всем скетчам) оным можно «прошить» Ардуину гораздо проще.

Вариантов тут много, самый элементарный из них зовётся Xloader (GitHub), пониманию поддаётся :)

§1.3.2 CAT интерфейс.

В Сети сыскался частично реализованный CAT-интерфейс для трансивера ICOM-746. Причём мануал на трансивер в районе 74 страницы содержит табличку кодов управления, сверяясь с которой, легко можно дописать всё недостающее, ежели оно вдруг потребуется.

Поддержка трансивера ICOM-746 присутствует как в FLDIGI (проще всего подключается через раздел Rig Control ⇒ Hamlib), так и в JS8Call. Видимо, не возникнет проблем и с другими вариантами связного софта.

Выбранная в поле «Rig» модель трансивера обуславливает скорость порта, для ICOM-746 она 19200 бит/с. Будем пользоваться именно им.

Скетч получился простейший.

Если связной софт почему-то не знаком с ICOM-746, есть альтернативная библиотека для трансивера Yaesu FT-857D сходной архитектуры. Разница у них лишь в наименовании одной функции.

Как понять, что CAT-интерфейс работает?

1. Hamlib при нажатии кнопки «активация» не выдал ошибку.

2. Индикаторы RX и TX на плате Arduino ритмично замигали.

3. Частота и боковая полоса в FLDIGI сменились с каких попало на те, что указаны в скетче в качестве заданных по умолчанию.

4. Если выставить в связном софте FLDIGI некую частоту, отличную от дефолттовых для самой FLDIGI или скетча, а потом перезапустить программу, то эта частота подгрузится с Arduino, и восстановится.

§1.3.3 VFO и BFO на синтезаторе Si5351a.

Под Si5351a ардуинщики понимают готовую плату синтезатора:

Это оригинал, с чётко различимыми номиналами деталей. Чип на плате в принципе может иметь 10 или 20 ножек, что соответствует трём или восьми радиочастотным выходам. Трёх нам будет достаточно.

Китайцы предлагают клон такого модуля.
Он выглядит чуть иначе, оформлен в другой цветовой гамме.

Согласно схемы модуля, он оборудован стабилизатором на 3.3 Вольт, есть подтяжка SDA/SCL шин к +5 Вольт резисторами по 10 kΩ, далее следует преобразователь уровня, опять-таки с подтяжкой шин уже к +3.3 V. Так что модуль можно запитывать от +5 V прямо с пина Arduino, да и входные пины тоже соединяются с пинами Arduino напрямую.

Почему с этим вообще пришлось разбираться.

Как обычно, китайцы сбывают нам брак. При включении чип стабилизатора модуля грелся от всей души, с нулевым напряжением на выходе. Прозвонка действительно показала коротыш, потому что под одним из керамических конденсаторов между землёй и шиной +3.3 V была «сопля». Выпаивание керамики и впаивание её обратно ту «соплю» устранило, но если юзер не обладает способностью выявления простейших огрехов монтажа, оживить модуль в данном случае ему не дано.

Далее заходит речь о библиотеке, позволяющей работать с модулем.
Таких библиотек много. От совсем простых до весьма казуистических.

Все библиотеки пишутся по мотивам вот этого документа от производителя. Он сподвигает к мазохизму, так что описание чипа и мануал по регистрам лучше всё-таки читать на русском языке. А вот уже после осознания всей схемотехники и математики придёт понимание, как можно всё то же самое выразить программно.

Но это для маньяков. Местный автор воспользовался готовой библиотекой Jerry Gaffke, подкупающей аскетичностью своих пользовательских функций и скромным байтовым весом. Код используется во многих конструкциях.

Соединение Si5351 с ардуиной оговорено на сайте разработчика модуля:

Управляется всё это прямо с компьютера через USB шнурок.

§1.3.3.1 Калибровка модуля si5351.

Если запустить синтезатор на любой частоте, на выходе соответствующего пина (частоты всех трёх генераторов выведены также на гребёнку) будет не в точности столько. Причём сдвиг частоты сильно зависит от заданной в скетче ёмкости нагрузки кварца (6, 8 или 10 pF). Никаких объяснений по выбору того или иного значения просто нет, но принято выставлять 8 pF.

В любом случае погрешность весьма существенна, и лечится выяснением истинной частоты кварцевого резонатора модуля синтеза, дабы именно это значение подставить в скетч. Номинала 25 MHz ровно там точно не будет.

Есть вариант замерить тактовую частоту напрямую, поднеся антенну RTL-SDR донгла (непременно с TXCO опорным генератором!) к модулю. Но сигнал довольно слабый, так что удобнее оценивать гораздо более сильный сигнал на выходе модуля, принимая его тем же RTL-SDR донглом.

Такая калибровка обычно выполняется на частоте 10 MHz, шаг составляет 0.4 Hz (если бы калибровка производилась на 25 MHz, шаг составил бы 1 Hz, как и положено). Давайте напишем пример с общением через монитор порта - вбивая буковки с клавиатуры, можно корректировать заданную частоту с шагом 0.4/4/40/400/4000 Hz.

Тут частота кварца откорректирована на поправочный коэффициент 1843.
Емкостная нагрузка установлена рекомендованной, 8 pF.

Если задействовать в качестве софта приёмника HDSDR в модуляции ECSS при включенной кнопкой «AFC» автоподстройке частоты, то при выборе «Опции ⇒ Настройки калибровки» частота замерится очень точно:

Взаимодействуя с монитором порта, далее подгоняем замеряемую частоту к требуемой, получая истинную частоту резонатора своего экземпляра модуля Si5351a, которую и надо использовать в скетче. Точнее Герца устанавливать частоту нет надобности, ведь кварцевый резонатор на плате модуля всё равно без термокомпенсации.

Однако возиться со специальным «калибровочным» скетчем вряд ли кто захочет, так что на его базе мы организуем встроенную утилиту калибровки, а пока примем к сведению кликабельный график с тремя линиями:

График снят на диапазонной частоте девайса для всех возможных емкостей нагрузки кварцевого резонатора (это 6 pF, 8 pF и 10 pF) и калибровочного коэффициента в диапазоне от 0 до 10000 с довольно грубым шагом 500.

Из графика очевидно, что у некалиброванного модуля Si5351 частота всегда завышена, причём при любом варианте нагрузки резонатора. Начальное отклонение частоты сильно зависит от ёмкости нагрузки.

Фактически нам всё равно, какой выбрать нагрузку кварцевого резонатора модуля Si5351. Поправочный коэффициент в диапазоне от 1000 до 3000 позволит получить верную сетку частот на выходе синтезатора.

Так, в тестовом скетче для ёмкости нагрузки 8 pF коэффициент эмпирически подобран как 1843. Действительно, глядючи на линейную апроксимацию синей зависимости, и поделив 264.11565 на 0.143, получим фактически те же 1847. Для красной зависимости 181.55288/0.14296 даст 1270, что так же ставит девайс чётко в килогерцовую сетку.

§1.3.3.2 О температурной стабильности Si5351a.

На плате модуля распаян самый обычный кварц на в данном случае 25 MHz. С виду он смахивает на TXCO, но дорожка питания к нему не заведена. Стало быть, никакой термокомпенсации тут не предусмотрено, за что мы поплатимся температурным дрейфом частоты. Его мы потом замерим.

То есть синтезатор - он не про стабильность и точность частоты.
А про удобство перестройки по диапазону.

§1.3.3.3 Об идентичности каналов Si5351.

В процессе контроля RTL-SDR донглом работы модуля синтеза Si5351 было замечено, что отметки частот на экране имеют разную амплитуду для разных выводов при одинаковых настройках. Каналы модуля Si5351 не идентичны.

Потому нагружаем по очереди каждый выход через конденсатор в 100 nF резистором 100Ω, подключаем параллельно резистору осциллограф, и вычисляем развиваемую выходом чипа мощность.

На четырёх доступных нам уровнях выхода видим такую картину:

Нулевой и второй выходы синтезатора не имеют отличий, а вот на первом выходе как-то всё не так (красная кривая).

По этой причине VFO и BFO будут повешены на крайние выходы модуля, раз уж они оказались идентичны, а среднему судьба работать на передачу.

По амплитуде уровень выхода, выставленный в скетче как 6 mA или 8 mA, развивают на ста Омах 2.7 V и 2.9 V соответственно, чего достаточно для работы смесителя на аналоговых ключах.

§1.3.4 Прямой синтез FSK сигналов на радиочастоте.

Беззастенчиво воспользуемся готовым проектом, реализующим AFP-FSK.

Обычно в такого рода конструкциях входной сигнал превращают в меандр, чтобы по фронту импульса запускать прерывание. Для этого над сигналом придётся аппаратно поколдовать, чего хотелось бы избежать.

Вот почему авторский коллектив конструкции, доступной по ссылке выше, избрал другой путь, сделав аудиотракт простым (картинка).

Здесь синусоида накладывается на потенциал, близкий к внутреннему источнику образцового напряжения Ардуины. Компаратором фиксируется пересечение сигналом некой «красной линии», запуская прерывание. Так можно обойтись без внешних триггеров Шмитта.

Мы у себя всё сделаем так же, но перевесим аудиовход на другой порт.

После интегрирования кода от Jerry Gaffke и Kazuhisa Terasaki в заготовку с CAT-интерфейсом на базе библиотеки Dean Souleles, получаем такой скетч. Проверяем его в эфире RTL-SDR донглом («водопад» здесь уложен набок):

Визуально вроде всё более-менее нормально. Но надо отдавать себе отчёт, что замер частоты скачкообразно меняющегося сигнала (чем занимается Ардуина) всегда происходит с некоторой погрешностью и инерционностью. Также не факт, что на выходе синтезатора будет строго заказанная частота - концепция её задания через коэффициенты деления несколько затейлива.

Фактически сигнал на выходе модуля синтезатора по спектру таков, будто он уже преодолел ионосферный участок радиотрассы, где его слегка размыло. Посему нам потребуются более детальные исследования, дабы убедиться, что сигнал годен для коммуникации.

§1.4 Экспресс-испытания AFP-FSK.

Сперва возьмём что-нибудь достаточно широкополосное и многотональное, поближе к реалиям. Например, дигимоду OLIVIA 64/500:

Слева исходный сигнал, справа принятый по эфиру на пятисантиметровую антенну «Волынкой 151 палаты» с расстояния 3 метра. Всё детектируется.

Это весьма неспешная цифровая мода, со скоростью чуть меньше 8 Бод, как раз для уверенной КВ связи зенитным излучением на дистанциях в 100-400 км. Свою задачу мы тем самым решили.

А каков весь диапазон возможных скоростей, бесприменительно к NVIS?

Открываем FLDIGI, и начинаем пробовать все имеющиеся виды модуляции семейства AFP-FSK, но с учётом ограничения в виде килогерцовой полосы пропускания приёмника «Волынки».

Для имитации длинной радиотрассы и увода сигнала в шумы, приёмник лишается антенны, и работает просто на голый антенный разъём без ничего, а выход CLK1 модуля синтезатора Si5351 ещё и выставлен скетчем на самую малую мощность.

Цифровые моды DominoEX и Contestia сразу же исключим из рассмотрения, потому как их 7-битная кодировка чудит с русскими буквами, а сами моды никаких особых плюсов не имеют, и по сути дела давно мертвы.

Остальное с русскими буквами дружит, и неплохо себя зарекомендовало.

Весьма хороши MFSK и THOR (стандартные варианты выделены цветом):

Mode	Baud	Brandwich Hz	Lowest SINAD
MFSK 4	3.906	154
MFSK 8	7.8125	316	-15.5 dB
MFSK11	10.767	218
MFSK16	15.625	316	-13.5 dB
MFSK22	21.533	435
MFSK31	31.250	330
MFSK32	31.250	630

Режим MFSK16 позволяет в некоторых клиентах (типа FLDIGI) передавать картинки, пусть и не очень чёткие, примерно как в аналоговом TV. Но принципиальная возможность переслать чёрно-белый кусок карты 300*300 пикселей по КВ эфиру, и всего-то за пару минут, завсегда полезна.

Когда ионосфера относительно спокойна, хорошо ведёт себя THOR. Младшая мода вообще может запускаться под телеграфным фильтром. Пускай коннект неспешен, но вполне надёжен.

Mode	Baud	Brandwich Hz	Lowest SINAD
THOR µ	1.953125	36	-18.0 dB
THOR 4	3.90625	173
THOR 5	5.3833	244
THOR 8	7.8125	346
THOR11	10.766	262
THOR16	15.625	355
THOR22	21.533	524

Однако особый интерес представляет дигимода «OLIVIA». Из всего зоопарка (возможны целых 40 вариантов), приёмник без антенны смог сработать с 29 разновидностями моды, перечисленными в теле таблички:

Baud ⇓ \ BW ⇒	125 Hz	250 Hz	500 Hz	1000 Hz
0.9765625	128/125	256/250
1.953125	64/125	128/250	256/500
3.906250	32/125	64/250	128/500	256/1000
7.812500	16/125	32/250	64/500	128/1000
15.62500	8/125	16/250	32/500	64/1000
31.25000	4/125	8/250	16/500	32/1000
62.50000	2/125	4/250	8/500	16/1000
125.0000		2/250	4/500	8/1000
250.0000			2/500

Красным обозначены официальные варианты, синим - также используемые, но альтернативно. Как видим, все они поддерживаются нашим девайсом.

Тут возникает вопрос, зачем для одной скорости (31.25 Бод) вводить четыре разных варианта. Мир чудесат, и скорость в Бодах не равнозначна скорости в WPM (слов в минуту), для которой можно нарисовать другую табличку:

Baud ⇓ \ BW ⇒	125 Hz	250 Hz	500 Hz	1000 Hz
31.25000	4/125 9.8 wpm -15 dB SNR	8/250 14.6 wpm -14 dB SNR	16/500 19.5 wpm -13 dB SNR	32/1000 24.4 wpm -12 dB SNR
62.50000		4/250 20 wpm -12 dB SNR	8/500 29.3 wpm -11 dB SNR	16/1000 39.1 wpm -10 dB SNR

Предельная чувствительность варианта моды (в dB ниже уровня шумов) обратно пропорциональна скорости коннекта в wpm, и это логично.

Вывод же из первой таблички таков: мода «OLIVIA 128/125» демонстрирует достаточную разрешающую способность оцифровки сигнала девайсом, а «OLIVIA 2/500» - максимальную скорость такой оцифровки.

Теперь затронем культовые сущности от Джо Тейлора.
Типа FT8 и стека аналогичных технологий, работающих с таймфреймами.

Возьмём что-нибудь, согласное запуститься под Windows XP.
Например, wsjtz-2.2.1-mod-0.44-win32.exe
Софт легко конфигурируется для работы с CAT-интерфейсом:

«Волынкой», лишённой антенны, пытаемся принять моду FT8, постепенно укорачивая 5-сантиметровую излучающую антенну модуля синтезатора. При уровне сигнала ниже -22 dB декодирование прекращается, и это предел:

Тут вспоминаем про хрестоматийную картинку из букваря:

При полосе пропускания «Волынки 151 палаты» порядка 1200 Hz, добавка к предельному уровню сигнала согласно формулы из букваря составляет 3 dB, то есть приём возможен вплоть до уровня -23 dB SNR. Фактически это мы и видим, так что качество модуляции в девайсе вполне приемлемое.

Таким образом, девайс способен работать в моде FT8, а также похожих на неё (FT4, JT4, JT9, JT65).

Но это было по сути праздное любопытство, потому как посредством моды FT8 никак не получится передавать произвольную информацию, только лишь слать пинг. Практический же интерес вызывает мода JS8Call с таким же способом кодирования, но иным протоколом связи.

Клиент для этой цифровой моды берётся отсюда.
Настройка для CAT-интерфейса возможна, вот обе вкладки:

Испытания по той же схеме дали такие циферки SNR:

В чуть ранее предпринятых экспериментах установлено, что на реальных радиотрассах детектирование с этим же приёмником и в этой же программе возможно вплоть до -20 dB по нативному показометру. С чем связано такое расхождение в показаниях на целых 3 dB, непонятно.

Однако для нужд партизанов и разных прочих штирлицев, данная мода самая полезная из всего, что только есть, потому как позволяет организовать mesh сеть на КВ, с ретрансляцией сообщений за пределы радиогоризонта. Есть даже обзор от местного автора про то, чего дозволено хотеть от JS8Call, и как этого практически добиться.

Вывод:

На радиотрассах с уверенной связью между узлами скорость обмена может составлять 125 Бод, с поддержкой всех актуальных стандартов AFP-FSK.

Если же иметь ввиду партизанскую радиосвязь, выбор будет из вариантов «OLIVIA 32-16-8/125». Пускай SMS-ка отправляется долго, но надёжно, без переспрашивания. Прямо сквозь шум эфира, колыхания ионосферы, трески грозовых разрядов, и совсем малой мощностью.

Похоже на то, что некоторые огрехи процесса замера звуковой частоты, с последующим добавлением намеренного к частоте настройки, и излучением всего этого в эфир, не ухудшают сигнал драматически. Безусловно, сигнал не такой чёткий, как при чисто аналоговой передаче, но зато появляется возможность воспользоваться очень простым передающим трактом.

Глава 2. Проектирование передающего тракта.

Если принципиальная возможность прямого синтеза AFP-FSK сигнала на рабочей частоте подтвердилась, больше нет необходимости в линейном усилители мощности. Можно обойтись чем-то более простым.

Выходной мощности для наших задач достаточно 2 W, это уже проверено.
Если получится чуть больше, тоже хорошо. Но не обязательно.

Транзисторы BS170, обычно применяемые в QRP передатчиках, остались от предыдущих конструкций. На них и будем ориентироваться.

§2.1 Усилитель мощности класса «E».

К сожалению, эксперименты со схемой классического усилителя E-класса с последовательным колебательным контуром по сути дела провалились. Не удалось достичь энергетики лучшей, чем у линейного усилителя мощности.

Далёкая от классики схемотехника трансиверов линейки QCX оказалась лучше. Остановимся вот на таком максимально простом варианте (номиналы указаны фактические, замеренные прибором):

На входе этого каскада пока нет драйвера в виде КМОП или ТТЛ элемента с мощным выходом, поэтому туда подключен его эмулятор в виде генератора стандартных сигналов, поставленного в режим меандра от нуля до +5 V. Меандром с регулируемой амплитудой можно задавать выходную мощность.

Все мануалы по сборке трансиверов из наборов (QCX, uSDX...) обязательно предупреждают, что только фирменные транзисторы и ферритовые изделия (как правило, Амидоновские) способны в тех наборах работать. Иначе ни мощности, ни заявленного КПД гарантированно не получить.

У нас породистых деталей нет, а есть только вот такое:

Китайские BS170, по замерам ёмкости укладываются в даташит.

В фильтре нижних частот индуктивности намотаны на «красных китайских кольцах», якобы T37-2:

Окрас не такой, как у настоящего Амидона, да и магнитная проницаемость чуть побольше. Но до двух-трёх Ватт использовать можно смело.

Сразу же оговорим характеристику фильтра с эмпирически подобранными индуктивностями (по минимуму потерь мощности). Софт «Elsie™» считает это чем-то слегка Баттервортовским, с частотой среза более 4 MHz:

Фильтр не лучший из возможных, но пойдёт. Нам от него хочется главным образом подавления зеркального канала в районе 12 MHz.

Для дросселя в истоках трёх транзисторов сгодилось кольцо, выдранное из какого-то блока питания - по размеру оно в точности соответствует T37, и с магнитной проницаемостью около 40. Весьма похоже на FT37-67, вот только кольцо сиреневого цвета, что не типично для породистого Амидона.

Приборные исследования отрисованного куска схемы показали следующее.

КПД усилителя мощности вместе с ФНЧ пятого порядка максимален при 2.5 Ваттах, если мощность задавать меандром, а не варьированием напряжения питания самого усилителя. Никаких 90% там нет и близко, а есть только 62.

Но лучше контролировать температуру транзисторов BS170.
Именно они откажут при перегреве, так что на их самочувствие и смотрим:

Последний график кажется не логичным, но это факт: транзисторы холоднее 50℃ при выходной мощности усилителя порядка 2.3 W. При меньшей и большей мощности они начинают ощутимо греться.

Очевидно, усилитель класса E неплохо себя ведёт и чувствует на проектной выходной мощности, но при её существенном изменении эффективность усилителя резко падает, а сами силовые транзисторы склонны к суициду.

§2.2 Драйвер усилителя мощности.

При анализе конструкций с усилителем класса E становится понятно, что по входу он раскачивается пятивольтовым логическим элементом. Иногда даже одиночным. От логического элемента требуется быстродействие и умение формировать импульсы с крутыми фронтами.

От предыдущего творчества остался чип SN74HC86N, и он тут подходит:

Действительно, выход модуля Si5351a, буферированный всего одним таким логическим элементом, кричит через усилитель в антенну двумя Ваттами.

Любопытства ради было проверено, что случится при снижении питания чипа. Удивительно, но он работает вплоть до 2 V, с плавным уменьшением мощности в антенне вплоть до 50 mW. Форма сигнала не страдает.

Да, такое возможно. По даташиту передаточная характеристика транзистора BS170 близка к линейной, исключая разве что самый начальный участок после открывания канала:

Меняя амплитуду меандра на входе усилителя от 3 до 5 Вольт, тем самым можно перекрыть весь возможный динамический диапазон усилителя по мощности, причём с законом регулирования, близким к линейному.

Значит, регулировать выходную мощность можно изменением напряжения питания драйвера. А задавать её логично с ардуины, прямо в цифрах. Но так как ЦАП в нашей Ардуине отсутствует, а городить его на рассыпухе не хочется, воспользуемся «аналоговым ЦАП» на основе ШИМ.

Надо же поиграться со всеми возможностями Ардуины, как без этого.
В том числе и с широтно-импульсной модуляцией.

Самое замечательное, что ШИМ запускается как самостоятельный процесс, вычислительная мощность процессора не привлекается. Это здорово, ведь в режиме передачи процессор будет всецело занят обработкой звука.

Проще всего перевод ШИМ в напряжение осуществляется неинвертирующим сумматором, но там получаются страшные дроби. На пальцах выйдет так (с сохранением нумерации резисторов на тот случай, если всё-таки захочется дроби посчитать):

Если где нужен ОУ, туда всегда ставят LM358. Это не выдумки местного автора, так уж повелось испокон веков. Но китайское происхождение чипа не позволяет ему работать «от шины до шины» по выходу, как заявлено даташитом, поэтому и запитан он от 9 V. Но на драйвере не будет более 5 V.

Вариантов просматривается два:

1. При R4=R5 ОУ имеет усиление 2, и если номинал R1 приравнять к R6, а R2 убрать, коэффициент передачи на линии ШИМ будет ½, а на выходе получается регулируемый потенциал 0-5 V.

   Но ⅖ динамического диапазона регулировки пропадёт впустую, ведь логический элемент требует от 2 Вольт питающего напряжения.

2. Практичнее коэффициент передачи в линии ШИМ уменьшить до ⅓, но учредить вольтдобавку через R2. Теперь напряжение питания драйвера регулируется от 2 до 5 V, с шагом <12 mV.

   Однако в этом случае при «обнулении» ШИМ питание с драйвера не снимается полностью. Хотя ВЧ сигнал с синтезатора тоже не подаётся, тем не менее какая-нибудь нестабильность питания может вызывать «шевеление» драйвера, и теоретически создавать шум в приёмнике, подключенным к антенне напрямую, без реле.

Что правильнее, надо обдумать.
Но первый вариант интуитивно нравится больше.

Возможно, второй ОУ чипа следует включить не повторителем напряжения, а активным ФНЧ, ибо стандартно в ардуине ШИМ реализуется на звуковых частотах, что требует хорошей фильтрации на этапе преобразования ШИМ в напряжение, управляющее питанием драйвера.

Впрочем, это обходится повышением частоты ШИМ до 30 или даже 60 с лишним kHz через перезапись регистров таймера.

LM358P лучше заменить LM258N, у неё шире рабочий диапазон температур.

Теперь, имея возможность выдать команду ШИМ в виде числа до 255, меняя тем самым выходную мощность, мы сможем её варьировать от десятков mW до пары Ватт и больше.

§2.2.1 Правильное включение логики.

На выходе одиночного логического элемента, да ещё и при заниженном напряжении питания, вряд ли будет меандр правильной формы. Потому как ёмкость затвор-исток реального транзистора BS170, напрямую замеренная прибором, немаленькая - 32 pF. А их три штуки.

Было бы логично объединить усилия нескольких логических элементов.
Заменим каскад с одиноким элементом вот такой конструкцией:

Обнаружилось, что амплитуда меандра на входе драйвера (поставляется синтезатором частоты, у которого есть 4 уровня выхода) абсолютно никак не влияет на выходную мощность. Что и правильно.

§2.3 Выбор рабочего режима усилителя E-класса.

Простая схемотехника наказывает тем, что в ней всё от всего зависит. Но иногда это хорошо - если взять за константу выходную мощность (пусть она будет 2 W ровно), а за критерий температуру транзисторов, не составляет труда понастроить вот таких эмпирических зависимостей:

Варьируется число витков на карбонильном кольце в стоке транзисторов.
Его индуктивность при этом тоже указана на врезке.

Ни один мануал по усилителям класса E не упоминает возможность подстройки импеданса под требуемое напряжение питания методом изменения индуктивности дросселя в стоке, так что это эксклюзив.

В процессе измерений сперва задавалось напряжение питания с каким-то шагом, а затем питание драйвера регулировалось через ШИМ Ардуины таким образом, чтобы осциллограф зафиксировал на нагрузке ровно 2 Ватта. В каждой точке замерялась температура транзисторов BS170, с точностью до градуса.

Диапазон ограничен справа напряжением 13.8 Вольт (на аккумуляторной батарее больше не бывает), а слева минимальным значением, при котором в нагрузку ещё приходят 2 W мощности. Работать можно и при более низком напряжении, но двух Ватт там уже не будет.

Очевидно, при питании девайса от сетевого блока с напряжением 12 Вольт ровно, имеет смысл мотать на карбонильном кольце 11 витков. При работе от аккумулятора оптимальное значение 13 витков. Транзисторы будут чуть тёплыми, а КПД усилителя максимален.

При отсутствии подходящего карбонила с магнитной проницаемостью µ=40 придётся взять пару «красных китайских колец», и намотать дроссель на них. Ориентировочная индуктивность указана на графике, и может быть уточнена экспериментально.

Но можно воспользоваться данными калькулятора, а так же габаритными размерами, указанными на той странице, и по другому калькулятору узнать точную магнитную проницаемость, вычисленную как 10.5. Теперь, удвоив толщину кольца, возможно оценить число витков на двух сложенных вместе карбонилах T37-2 для любой требуемой индуктивности:

Фактически дроссель содержит столько же витков и того же провода, что и индуктивности антенного фильтра, но мотается не на одном кольце, а на двух сложенных вместе.

Промежуточный итог.

В принципе, мешанина спаянных проводочками китайских модулей, плюс жестянка с передатчиком, качественно греющим 50 Ω резистор, уже может рассматриваться как половина вполне рабочего модема. Можно начинать рисовать платы утюгом, и распаивать на них детальки по фэнь-шую.

Однако нет ощущения логической завершённости конструкции, она пока что совершенно не выглядит самодостаточной. Поэтому придётся прерваться на доработку скетча, вписав в трактат лишнюю главу.

Глава 3. Блок логики.

Получившееся концептуально весьма напоминает QDX от QRP Labs, то есть столь любимый автором кирпич с разъёмами. Можно бы тем и ограничиться, но это не сильно похоже на самодостаточную конструкцию. А ведь хотелось реализовать концепцию «All You Need / Portable», да?

При эксплуатации кирпича в тех условиях, для которых он и создаётся, жизненно необходимо уметь понимать степень согласования с антенной, хотя бы приблизительно оценивать выходную мощность, и точно знать напряжение аккумуляторной батареи.

Если в предыдущих поделках всё это контролировалось силами линейки из десятка светодиодов в качестве современной реинкарнации аналогового стрелочного измерительного прибора, то, при наличии Ардуины было бы очень странным никак ею не воспользоваться.

§3.1 Индикатор.

Так, самый простой четырёхразрядный семисегментный LED индикатор уже способен отобразить с достаточным количеством значащих цифр все выше упомянутые параметры, и это на порядок точнее, нежели светодиодная линейка. Поскольку индикатор твердотельный и не хрупкий, не содержит хлипких контактов и шлейфов, он нас не должен расстроить поломкой в самый неподходящий момент.

Имеется ввиду что-то такое:

Существуют две модификации дизайна - для часов («секундные» точки по центру), и с десятичными точками у каждого разряда. Нам больше подходит второй вариант, так как мы собираемся отображать несколько величин с различным числом значащих цифр.

Цвет свечения индикатора может быть одним из пяти возможных на выбор.
Самый экономичный по потребляемой мощности - красного цвета свечения.
Размером 0.56″, а лучше 0.36″ (высоты цифры в 1 см вполне достаточно).

Индикатор исполнен весьма качественно, и в жизни прямо как на картинке:

Но, наверное, стоит обезвредить светодиод индикатора «PWR». Питается он отнюдь не святым духом, а вся красота в стиле «а внутре у ней неонка» закрытой наглухо конструкции вряд ли нужна. Кому любоваться?

Для индикатора на чипе TM1637 понаписано множество библиотек. Но чем продвинутее библиотека, тем неудобнее ею пользоваться, поэтому за основу взято самое простое, что только сыскалось.

Один из самых первых вариантов вот этого без всяких ненужных заумностей даёт произвольный доступ к символам и точкам индикатора, причём под «символом» понимается произвольная комбинация сегментов.

Местный автор несколько вольно обошёлся с исходной библиотекой, в стиле «я художник, я так вижу». При сохранённом копирайте в коде библиотеки скетча содержится немножко не то, что там было изначально.

§3.2 Кнопки.

Что не очень хорошо, с появлением индикатора возникает необходимость в кнопках. Дабы они не нарушали герметичность корпуса, целесообразно подобрать что-нибудь, выполненное по индустриальному стандарту:

Такой клавишный переключатель типоразмера KCD1 (15*21 мм) на три положения (без фиксации в крайних) зверь весьма редкий, но тут более чем уместен. Несёт в себе две полноценных зависимых кнопки в общем корпусе, с тактильной обратной связью и хорошей надёжностью.

Есть у китайцев, и даже в нескольких вариантах исполнения:

Под индикатор вписывается ряд из трёх выключателей, ориентированных вертикально. Итого 6 кнопок, которых должно хватить для всего.

§3.3 Ограничения архитектуры Ардуино.

Прежде чем пытаться что-то измерить и отобразить его значение на экране, отметим, что в момент работы с FSK нам это запрещено из-за особенностей архитектуры Ардуины. Ведь для доступа к компаратору, контролирующему пересечение синусоидой AFP-FSK сигнала контрольного уровня, работа АЦП приостанавливается.

Тем не менее, измерения аналоговых величин возможны при приёме, либо если передавать просто несущую, не задействуя компаратор.

Это означает, что таки можно организовать на Ардуине встроенный КСВ-метр, измеритель мощности, регулятор этой самой мощности, вольтметр для оценки заряда батареи, и пользоваться ими. Наблюдая всё перечисленное в понятных цифрах, но производя замеры не в процессе синтеза AFP-FSK.

Это вынуждает нас учредить режим «настройка передатчика», только для контроля согласования с антенной и выходной мощности (с возможностью оперирования ею). Причём подключения к компьютеру не требуется, что весьма удобно в процессе украшения ёлок антенной.

Давайте концепцию работы без компьютера распространим не только на режим настройки передатчика, но и на приём. Чтобы нескольких кнопок и индикатора хватало для прослушивания «голоса» в SSB.

В принципе, ничто не мешает и морзянку стучать. Индикатор частоты уже есть, а перестраиваться по частоте можно не только через CAT-интерфейс, но и кнопками тоже.

§3.4 Внешнее питание.

Одно цепляется за другое, так что усложняем себе жизнь дальше.

Хотя цифровую часть предполагалось запитывать от USB порта компьютера, в соответствии с концепцией автономной работы на приём «в голосе», а так же на передачу в режиме настройки, возникает необходимость обеспечить работу исключительно от аккумулятора 12 V.

В принципе, у Ардуины есть специально для этого предназначенный пин «VIN» для подачи внешнего напряжения от +7 до аж +20 Вольт. И он мог бы быть использован для прямого подключения к аккумулятору, если бы в схеме не фигурировал много кушающий индикатор. С ним встроенный в Ардуину последовательный стабилизатор напряжения греется выше 80℃.

Очевидный вариант запитывания схемы от +5 V через последовательный внешний стабилизатор типа L7805A, спотыкается об то же самое - теперь без посадки на радиатор критично греется уже он. Хотя при использовании стабилизатора в корпусе TO-220 его можно прислонять к любой железяке шасси без всяких прокладок. Это хороший вариант.

Но если применить LM317 с получением от неё 8 Вольт на выходе, то даже и радиатор не понадобится. 8 Вольт выбраны как минимальное напряжение аккумуляторной батареи (10 V) минус минимальное падение напряжения на стабилизаторе, при котором тот ещё не вышел из режима стабилизации (экспериментально определено как 2 V).

Но не всё так просто.

1. Как мы поймём чуть позже, имеет смысл разместить в корпусе девайса ещё кое-какую периферию, запитав её от USB разъёма, как и Ардуину.

   Однако при неподключенном USB разъёме напряжение с пина «+5V» Ардуины по-прежнему будет запитывать дополнительную периферию, работать с которой при этом некому.

   Так что приходится изыскивать диод Шоттки, лучше всего 1N5817, и питать Ардуину в пин «+5V» через него.

2. При использовании последовательного линейного стабилизатора LM317 оказалось, что спроектирован он не очень хорошо.

   При запитывании от 12 Вольт он честно поставляет +8 V (или сколько велено) на пин «VIN», всё прекрасно. Но вот если +12 V не подать, а USB шнур в компьютер вставить, то по какой-то причине на вход LM317 (там, куда обычно подаётся +12 V, но сейчас их нет) просачивается чуть больше 3 V.

   Этого достаточно, чтобы УНЧ начал икать, и издавать какие-то звуки.

   Поэтому на пин внешнего питания Ардуины «VIN» заводить напряжение со стабилизатора тоже нужно через диод Шоттки.

§3.5 Польза от добавления индикатора.

Возможна такая концепция блока индикации и управления режимами:

1. Минимально нужны хотя бы три кнопки.

   Функциональной выбирается какой-то параметр для работы, крайние изменяют его в ту или иную сторону, если данным параметром возможно управлять.

2. В режиме приёма полезно оперировать такими параметрами:

   1. Частота настройки с её перестройкой вверх-вниз.
      Пусть будут два шага перестройки, ± 1 kHz и ±10 kHz.
      Наверное, сканирование тоже лишним не будет.
      Ну и полосу между LSB и USB удобно переключать тут же.
   2. Надо уметь вставать «мимо» килогерцовой сетки.
   3. Программируемые каналы полезны, сотни должно хватить.
   4. Контроль напряжения аккумуляторной батареи.
   5. Регулировка яркости дисплея.
      Понадобилась, ибо в темноте дисплей выжигает глаза.
      Гашение дисплея тоже предусмотрим.

3. В режиме «настройка передатчика» достаточно двух параметров:

   1. Выходная мощность (с регулировкой).
   2. КСВ.

   В режиме телеграфа полезно оперировать тональностью.

4. При передаче FSK сигнала имеет смысл либо просто гасить экран, либо выводить на него что-либо, не требующее измерения.

5. Калибровку частоты синтезатора удобнее делать через меню.

Дополнительно появившиеся возможности явно превышают трудозатраты на выпиливание фальшпанели с отверстиями под индикатор и кнопки. Девайс уже хоть что-то умеет, и за него не стыдно.

§3.6 Принципиальная схема блока логики.

Для наглядности отобразим все соединения на фото модулей:

Потенциал на сигнальном входе A3 здесь взят не с шины питания +5V, как показывалось ранее, а со стабилизатора +3.3V Ардуины. К сожалению, напряжение на USB разъёме не стабильно, да ещё и порядком зашумлено.

Если не скромничать с хотелками, остаются чисто аналоговые входы A6 и A7, а так же завязанный на индикаторный светодиод D13. При желании их можно употребить для чего-то ещё.

§3.7 Звуковая карта.

Поскольку любой модем имеет вход и выход, в простейшем случае это будут мини-джеки. Однако их разъёмы откровенно хлипковаты, а сами шнурки обычно недостаточно прочны.

Полученный опыт эксплуатации зелёного кирпича в полевых условиях способствовал обретению просветления на тему, почему у военной техники вместо мини-джека ставится разъём, который приходится отвинчивать всем отделением, а сам шнурок выдерживает на разрыв вес бойца.

Если закосплеить армейское не удастся, логично звуковую карту поместить прямо в корпус модема, вообще не выводя наружу сигналы низкого уровня, восприимчивые к «шуршанию» в кабелях и разъёмах, совершенно точно не приспособленных к аутдору.

Исполнение же USB кабеля, особенно от сканера или принтера, подубовее будет. И всяко надёжнее «джеков», это всё-таки индустриальный стандарт.

Звуковая карта может быть самой допотопной, и даже бескорпусной:

Для большей компактности разъёмы с неё тоже снимаются.
Внутри девайса они никому не пригодятся.

§3.8 USB хаб.

Ну и раз уж в корпусе зелёного кирпича скопились два устройства с USB доступом (Ардуина с её CAT-интерфейсом и звуковая карта), имеет смысл внутрь поместить USB хаб, чтобы не тащить от компьютера два кабеля.

Если всё делать по фэнь-шую, вместо хаба имело бы смысл применить так называемый «USB Isolator», смысл которого в гальванической развязке, но в качестве фишки иногда встречаются четыре USB выхода вместо одного.

Ищется по «QUAD USB ISOLATOR USB HUB», стоит $10.

Помимо основной задачи (сохранить жизнь ноутбука в грозу, ежели антенна не была отключена от девайса), можно сильно снизить помехи приёму при трешовом блоке питания ноута. Как вдруг оказалось, более-менее пристойный блок питания ещё придётся поискать.

Рекомендация актуальна для просторных корпусов.
В компактную конструкцию, типа этой, USB Isolator не поместится.

Хаб может быть самым простым. Встречаются совсем мелкие на два гнезда, но местный автор тупо взял плату хаба на 4 гнезда, и отпилил от него кусок с микросхемой и разводкой под два выхода. Уж простите за расчленёнку.

§3.9 Плата цифровой части модема.

Автор не фанат танцев с шилдом, соединений проводами-патчкордами, или пайкой на макетке, поэтому планируется вот такое:

Документация.

Платы модулей пришлось наслоить друг на друга, иначе они не влезали. Но области с чипами взаимно не перекрываются, и мешать друг другу всякими там наводками не должны.

Внизу, рядышком с USB разъёмом type B, предусмотрена оптопара на случай интереса к телеграфу. Ставить её или нет, дело хозяйское. Но ключевать ножку Ардуины на массу лучше всё-таки через оптопару, дабы не убить нежный девайс статикой.

Наряду с Ардуиной и синтезатором, на плате присутствуют стабилизатор напряжения для автономной работы без компьютера, резисторные делители измерительных цепей, а так же USB хаб на два выхода и звуковая карта.

Фото получившегося, по сложившейся традиции с эффектом «рыбий глаз»:

Левая часть платы выглядит голой. Была мысль натыкать туда штырьков для подпайки периферии, но потом штырьки были сочтены ненужной сущностью. Шлейфы к кнопкам и прочему можно распаять и на пятачки.

§3.10 Кнопки Морзе.

Обычно девайс с индикатором от души наполняется всяким уместным (и не очень) функционалом. Напридумывать-то можно всякого, но весьма быстро возникает ограничение в органах управления. Кнопок у нас всего шесть.

Вроде как этого мало, но только если не догадаться обучить каждую из кнопок азбуке Морзе, хотя бы силами уже готовой библиотеки GyverButton.

К примеру, вызвав дисплей частоты настройки, далее можно:

1. «E» (●) уменьшает/увеличивает частоту на 1 kHz.
2. «T» (▬) уменьшает/увеличивает частоту на 10 kHz.

   При удержании кнопки частота «проматывается» со скоростью ~30 kHz в секунду, вплоть до достижения нижней/верхней границы диапазона.

3. «A» (● ▬) то же, но шаг перестройки 100 kHz.

   При подходе к границе диапазона шаг автоматически уменьшается до 10 kHz, а далее и ло 1 kHz

4. «U» (● ● ▬) сканирует вниз/вверх по частоте. Шаг 1 kHz, пауза 3 сек.

   При достижении нижней/верхней границы диапазона, частота меняется скачком к верхней/нижней границе, заходя на новый круг. Остановка по нажатию любой кнопки.

5. «S» (● ● ●) нижней/верхней кнопкой модем переводится в LSB/USB

Полную версию «азбуки Морзе для кнопок» в виде таблицы приведём чуть позже, когда станет понятно, какие именно действия требуются в каждом из режимов индикатора.

С другой стороны, при наличии свободного места на морде девайса никто не мешает наплодить кнопок без меры, и развести бюрократию, чтобы за каждый режим отвечала своя кнопка, и всё стало совсем просто и понятно. Тогда кнопки удастся сгруппировать и красиво подписать, обретя икебану.

Но только понадобится расширитель портов - входов у Ардуины немного.

§3.11 Программирование каналов.

Хотя у нас имеется возможность прямой настройки на любую частоту только кнопками (без всякого компьютера), концепция программируемых каналов тоже полезна. Так, к примеру, если частоту канала дальнобойщиков назовут немногие, то номер этого канала знают все.

У Ардуины есть энергонезависимая память достаточного объёма. Даже если в EEPROM записывать частоту и рабочую боковую полосу как есть, без какой-либо байтовой оптимизации, объёма памяти хватит на 200 каналов. Что даже избыточно, остановимся на сотне.

Для присвоения каналу частоты и рабочей боковой полосы, тремя кнопками интерфейса управиться можно, но это будет похоже на мартышкин труд. Много суеты и нажатий, а их последовательность ещё и придётся запомнить.

Каналы удобнее назначать прямо из связного софта. На примере FLDIGI и его органов управления трансивером это может выглядеть так.

При выборе модуляции «АМ», не поддерживаемой модемом, оный запомнит частоту и текущую боковую полосу в канал, обозначенный двумя младшими разрядами шкалы частоты (10 канал).

Для стирания канала выбирается модуляция «FM».

Правда, работа с модуляцией «АМ» и «FM» не поддерживаются библиотекой CAT-интерфейса «из коробки», но библиотеку можно и доработать. То, что идёт вместе со скетчем, слегка отличается от оригинальной библиотеки IC746CAT, будьте внимательны.

Тестовый скетч, обученный всему этому, прилагается. Измерять мощность в цифрах он пока что не способен, но в остальном это уже почти полностью функциональный софт, годный для работы.

§3.12 Об управлении через RTS/DTR по COM-порту.

Данная часть работы не выполнялась за ненадобностью, но озвучена здесь с целью понимания, как подобная задача решается в принципе.

Если не ограничивать себя софтом, умеющим в CAT-интерфейс, то есть ещё масса программ, способных лишь на взаимодействие по COM-порту, обычно через стандартные RTS либо DTR. К примеру, «Ретроволынка 151 палаты» управляется именно так. В ней использовался физический COM-порт, либо переходник USB-COM, если COM-порт на компьютере напрочь отсутствует.

Но при наличии встроенного в девайс USB хаба, дабы не плодить лишние шнуры и разъёмы, имеет смысл и переходник USB-COM поместить внутрь, выполнив его на базе вот такого изделия, либо аналогичного ему:

Тут выход DTR выведен на пин и контакт, а RTS только на контакт.

Устройство именовано как «FT232RL USB Uart», и требует для своей работы драйвера. Гуглить его надо по запросу «FT232R USB UART Driver». Это примерно такой же драйвер, как у Ардуины.

Однако есть вариант проще.

Поскольку Ардуина подсоединяется к компьютеру через USB разъём, с обязательным присвоением ему номера COM-порта, было бы логично каким-то образом снять с этого порта физические сигналы RTS или DTR.

Это возможно. Если перевернуть китайскую Ардуину пузиком кверху, то там сыщется микросхема контроллера USB CH340G:

Стандартная распиновка чипа CH340G:

Пин DTR не доступен, он задействован для сброса Ардуины при инициации загрузчика перед процедурой прошивки. А вот 14 ножка контроллера RTS просто висит в воздухе. Она удобно расположена почти напротив пина A1 ардуины, но может быть подключена к любому другому входу проводочком.

Для фирменной Ардуины с чипом FT232RL всё то же самое, но распиновка микросхемы совершенно другая, DTR выведен на третью ножку.

§3.13 Калькуляция стоимости платы логики.

Исторически сложилась традиция оценивать, чего нам это стоило.
В долларовом выражении по максимуму (с CW режимом) получается так:

Радиодеталь:	Количество	Цена/шт:	Сумма:
ATmega328 Mini 3.0	1	$4.21	$4.21
Синтез Si5351A	1	$3.72	$3.72
VHM-303 CM108 USB Sound Card	1	$3.37	$3.37
TM1637 0.36" 7 Segments Display	1	$1.51	$1.51
USB концентратор на 4 порта	1	$1.68	$1.68
Стабилизатор LM317SP	1	$0.13	$0.13
Оптопара PC817	1	$0.10	$0.10
Диод Шотки 1N5819	2	$0.02	$0.04
Конденсатор керамический	2	$0.02	$0.04
Резистор МЛТ	7	$0.01	$0.07
Кнопка двухпозиционная	3	$0.27	$0.81
Разъём USBB-1J	1	$0.20	$0.20
Итого:			$15.88

Обрезки стеклотекстолита и проводочки не считаем.

Глава 4. Конструирование передающего тракта.

При макетировании каскадов они рисовались в разных вариантах, и даже испытавались. Но вся эта деятельность напоминала хаотичные метания, так что давайте теперь поступать методично и обстоятельно.

§4.1 Принципиальная схема передатчика.

Сведём воедино все рассмотренные ранее блоки передающего тракта:

Цепи коммутации по питанию на этот раз отсутствуют. Либо сигналы PWM (ШИМ Ардуины) и TXO (AFP-FSK сигнал с синтезатора) поступают, либо нет. А дальше уж оно само.

Чип драйвера защищён по питанию диодом Зенера, потому как в процессе запитывания или обесточивания девайса всегда есть риск, что ОУ LM358, оправдываясь обстоятельствами непреодолимой силы в виде переходных процессов, подаст на драйвер +9 V, чего тот может и не сдюжить.

В измерителе КСВ, заимствованном из предыдущей конструкции, на выходе поставлены делители для нормирования измерительного сигнала до уровня, не превышающего ИОН Ардуины (1.1 V). И на всякий случай употреблены стабилитроны, чтобы в любом случае на пины аналоговых входов Ардуины не пришёл потенциал, больший её напряжения питания (что чревато).

§4.2 Печатная плата передатчика.

Хотя смысла приводить печатные платы нет никакого, потому как у всех детальки и корпус девайса разного размера, тем не менее сделаем это:

Документация.

На всякий случай предусмотрен прижим силовых транзисторов выходного каскада к радиатору или шасси хомутом, что должно выглядеть так:

Радиатора из куска дюраля размерами 80*20*5 мм оказалось достаточно. По теплопроводности это не лучший материал, примерно в 2.5 раза хуже меди, но в самом тяжёлом режиме (~1 W выходной мощности) транзисторы едва тёплые, в районе 40℃

Плата с выводными деталями в 21 веке смотрится непотребно, однако для адептов секты сороковаттного паяльника она вполне кошерна:

Дроссель на сиреневом кольце из распылённого железа по сложившейся традиции намотан в два провода. Двенадцать витков в таком исполнении по индуктивности точно соответствуют тринадцати виткам одинарного провода, фигурирующих на графиках ранее.

Индуктивности антенного фильтра хоть и содержат разное число витков, но, согласно замерам прибором, они идентичны. Китай.

Конденсаторы в ответственных ВЧ цепях - отставники из Советской Армии (естественно, зелёненькие), все остальные - безродные жёлтые китайцы.

Дырочки в плате для транзита кабелей и её хитрая форма продиктованы изначальным планом соорудить сэндвич из трёх плат в компактном корпусе. Однако наводки от цифровой части на приёмный тракт поставили на такой затее крест, и от безнадёги сподвигли на пайку секционированного корпуса из стеклотекстолита.

§4.3 Настройка передатчика.

Настраивать передающие каскады имеет смысл только при реализации их в железе, в процессе макетирования это бесполезно, там лишь оцениваются возможности. А вот в стадии железяки уже можно подумать над механизмом калибровки показаний всех имеющихся аналоговых измерителей.

§4.3.1 Калибровка вольтметра батареи.

Вольтметр образован делителем на резисторах 15 и 1.2 kΩ с коэффициентом деления около 13.5, более точно определяемым допусками имеющихся в наличии резисторов, причём с учётом входного сопротивления аналогового входа Ардуины (около 40 kΩ). Поиграться в это можно тут.

Калибровка предполагалась подбором одного из коэффициентов в скетче, но это выглядит не технологично. Альтернативой может быть подстроечник вместо дискретных резисторов, что проще, но габаритно.

Поэтому решено воспользоваться энергонезависимой памятью Ардуины, и кнопками на морде девайса, никак в режиме вольтметра не используемыми. Что усложняет скетч, но если память программы и переменных наполовину пустые, то тут-то их можно с толком потратить.

Если при некоих показаниях вольтметра, изначально беспардонно врущего, кнопками вверх-вниз начать изменять циферки (короткое нажатие меняет десятые доли Вольта, длинное - Вольты), а потом подтвердить введённое двойным кликом в любую из указанных кнопок, то поправочный множитель вычислится и сохранится.

Наверное, это самое простое, что можно придумать.

§4.3.2 Балансировка КСВ-метра.

Настала пора тщательно отбалансировать измеритель КСВ. Все дальнейшие шаги опираются на его показания, и оные должны быть верными.

Сначала пара слов про исполнение трансформатора на «жёлтом» кольце. Почему он намотан именно так, подробно можно почитать в предыдущей серии публикаций, но вряд ли кто сподобится.

Исходя вот из этого графика:

следует определиться с диаметром имеющейся проволоки, и решить, как её удобнее уложить по кольцу. В скрутке или двумя жилами вплотную.

К примеру, у местного автора есть проволока диаметром ½ мм, которую для получения стандартного импеданса 50 Ω полагается скручивать два раза на каждый см длины. Без всякой скрутки нагрузка каждой из обмоток должна быть около 66 Ω. Ближайшие номиналы - 62 и 68 Ω, из которых омметром надо отобрать два одинаковых по сопротивлению экземпляра.

Именно из этих соображений в ВЧ технике популярна проволока диаметром 0.63 мм, которая не нуждается ни в каких скрутках. Но в данном случае импеданс передатчика никак не связан с импедансом вторичных обмоток КСВ-метра, так что можно своевольничать, но в рамках науки.

Количество витков вторичных обмоток зависит от номинальной мощности. Если с ними сильно не угадать, можно даже не суметь сбалансировать КСВ-метр. Опытным путём установлено, что для карбонила T50-26 в китайском исполнении, измеритель лучше всего балансируется при 11 витках.

Делается это так.

При максимальной мощности передатчика (более двух Ватт), работающего на эквивалент нагрузки 50 Ω, вращением подстроечного конденсатора следует добиться минимального значения на выходе отражённой волны. Чистый ноль получить вряд ли удастся, но к нему положено стремиться.

Показания проще всего снимать в режиме индикации КСВ, коротко нажав нижнюю кнопку. Там наблюдаются «поинты» после оцифровки показаний канала отражённой волны, но никто не запрещает смотреть милливольты на соответствующем выходе датчика тестером.

Собственно, это и вся предварительная настройка.

Единственное, что никогда наперёд не известно, на каком именно выводе измерительной схемы будет присутствовать напряжение падающей волны, а на каком - отражённой. Это выясняется опытным путём.

§4.3.3 Калибровка измерителя мощности.

Мы не сможем измерить мощность напрямую, и её придётся вычислять по каким-то другим показаниям. Для этого пригоден КСВ-метр, а конкретнее, его канал измерения падающей волны.

Зависимость нелинейная, но весьма близкая к квадратичной. Поэтому проще всего апроксимировать её полиномом, и далее работать с формулой.

Если поставить передатчик в режим максимальной мощности, и, меняя ему напряжение питания от 5 до 14 V, фиксировать мощность на эквиваленте нагрузки осциллографом в зависимости от напряжения падающей волны на выводе КСВ-метра, то построится вот такой кликабельный график:

Vpp осциллографа переводятся в мощность по формуле, или калькулятором.
По горизонтальной оси откладываются «поинты». Получаются они так:

В режиме отображения КСВ короткое нажатие нижней кнопки выведет на индикатор уровень отражённой волны, с которым мы пока что никак не взаимодействуем. Верхняя кнопка отвечает за уровень падающей волны. Длинное нажатие любой из этих кнопок вернёт к КСВ.

Показания, доступные по верхней кнопке, и есть «поинты» в диапазоне от 0 до 1023, напрямую полученные от 10-битного АЦП Ардуины.

Следует понимать, что 1023 - это физический предел, когда индикатор зашкалило. Даже при самой высокой мощности зашкаливать индикатор не должно, в противном случае резистивные делители напряжения на выходах измерителя КСВ придётся пересчитать и перепаять.

По полученной таким образом экспериментальной зависимости W(points) и посчитан полином четвёртой степени, хорошо аппроксимирующий данные.

Полином не обязательно должен быть именно 4-го порядка.
Скетч по числу коэффициентов опознает полином произвольного порядка.

Альтернативой научному софту может служить любой онлайн-калькулятор, гуглящийся как «Polynomial Regression Calculator». Например, вот тут можно задать число значащих цифр, превзойдя ограничения научного софта:

Можно подобрать полином к экспериментальным точкам даже в «Офисе».
Файл делался в Libre Office, в настоящем Экселе может выглядеть криво.

§4.3.4 Калибровка КСВ-метра.

В целом КСВ-метр вещь нехитрая, и при подобранных одинаковых деталях (четвёрка диодов, два конденсатора по 10 nF или около того, два резистора по 62 Ω, идентичные делители напряжения на выходах измерителя) почти гарантированно работает, как ему положено.

Хитрости начинаются дальше, на этапе вычисления КСВ в цифрах. Давайте договоримся, что тут и далее под КСВ понимается «коэффициент стоячей волны по напряжению», или VSWR. Утащим картинку из букваря:

Можно встретить множество примеров того, как иногда в верхнюю формулу подставляются прямо показания с выходов измерителя КСВ. Видимо, исходя из предположения, что напряжение на выходе датчика пропорционально напряжению на антенном разъёме.

Однако, фактически мы работаем с мощностью, построив соответствующий градуировочный график, а по нему подобрав полином. Мощность зависит от напряжения на нагрузке квадратично, а обратная зависимость являет собой квадратный корень (нижняя формула).

Строго говоря, для дальнейшей подстановки в формулу VSWR, не играет роли, какое именно напряжение мы имеем ввиду (Vrms или Vpp). Даже всё равно, на каком именно волновом сопротивлении делается замер. Всё это сокращается, и не влияет на результат.

Этот момент и фигурирует в «букваре», когда VSWR выражается только через мощности, а точнее, через корень квадратный их отношения.

Поэтому можно с чистой совестью брать для падающей волны посчитанную мощность, и извлекать из неё квадратный корень. Из предположения, что передаточная характеристика датчика КСВ одинакова для обоих каналов, отражённая мощность считается по тому же полиному.

Таким образом, неверно в формулу КСВ сразу подставлять напряжения, замеренные на выходах датчика. Сперва те напряжения пересчитываются в мощность полиномом, из получившегося берутся квадратные корни, и вот уже они идут в формулу проходить все положенные процедуры.

Как следствие таких рассуждений, в случае неидеального согласования передатчика с нагрузкой, когда мощностью отражённой волны уже нельзя пренебречь, её по-хорошему бы надо отнимать от мощности падающей волны перед выводом показаний на индикатор.

Если рассогласовать передатчик, припаяв резистор стандартного номинала 51 Ω параллельно, а затем и последовательно с эквивалентом нагрузки 50 Ω, получим ещё пару строк для вот такой таблички:

Rнагрузки Ω	Pизмерено W	Pиндикатор W	VSWRиндикатор	Rвыходное Ω
25.25	3.450 +3.77%	3.320 -3.92%	2.09	52.77
50.00	2.558 +0.70%	2.540 -0.71%	1.11	55.50
101.0	1.554 -4.89%	1.630 +4.66%	1.87	54.01
Напряжение питания 12.5 Вольт, режим «настройка передатчика».

По факту импеданс передатчика (правый столбец таблички) получился не в точности 50 Ω, а чуток больше. Возможно, тут сказывается влияние кабелей до нагрузки, и от нагрузки к осциллографу. Ну и сама нагрузка собрана из ни разу не безиндукционных резисторов - уж какие были.

Главное, что индикаторы КСВ и мощности ведут себя вменяемо даже при работе на не согласованную нагрузку. Несовпадение показаний индикатора с замерами до 5% считается нормальным и допустимым - % погрешности выделен цветом, смотря что брать за базовое значение.

Безопасная мощность, снимаемая с трёх BS170 без контакта с радиатором, не более 3 W, и работа на нагрузку, близкую к КЗ, не рекомендуется.

Динамический диапазон индикатора пусть будет от «1.00» до «9.99»
Этого должно быть более чем достаточно.
Отображается на индикаторе как «S1.23», но «S» неотличима от пятёрки.

Информация о сопротивлении нагрузки, соответствующей развиваемой на ней мощности, в дальнейшем может быть полезна при оценке антенны «на глаз». Зафиксируем её:

§4.4 Рабочий вариант скетча.

К этому моменту скетч эволюционировал в близкий к финальному вариант.

Интересно, что последние версии Arduino IDE пытаются оптимизировать скетч, следствием чего любые операции декремента и инкремента над частотой, каналами, яркостью, протекают не пошагово, а «до упора», всего с одного клика по кнопке.

Но если воспользоваться Arduino IDE 1.6.5-r5 или даже более древней версией, не пытающейся думать за разработчика, никаких артефактов в поведении скетча не наблюдается.

И теперь уже есть понимание, как удобнее управлять режимами индикации, и какие действия уместны в каждом из режимов. Так что можно составить табличку, имеющую силу инструкции по «кнопкам Морзе», но, дабы отделить радиотехнику от мало кому интересного программинга, всё это вместе со скетчем поместим в отдельный документ:

Документация.

§4.5 Калькуляция стоимости платы передатчика.

Радиодеталь:	Количество	Цена/шт:	Сумма:
Микросхема SN74HC86N	1	$0.13	$0.13
Микросхема LM358N	1	$0.04	$0.04
Стабилизатор L78L09	1	$0.05	$0.05
MOSFET BS170	3	$0.10	$0.30
Диод германиевый 1N34A (Д311)	4	$0.05	$0.20
Стабилитрон 1N4733A (КС156)	1	$0.02	$0.02
Стабилитрон 1N4728A (КС133)	2	$0.02	$0.04
Карбонильный сердечник T37-2	2	$0.13	$0.26
Карбонильный сердечник T37-67	1	$0.26	$0.26
Карбонильный сердечник T50-26	1	$0.09	$0.09
Конденсатор КТ4-23, КТ4-25А, JML06-1	1	$0.08	$0.08
Конденсатор электролитический	1	$0.05	$0.05
Конденсатор блокировочный 1 µF	7	$0.03	$0.21
Конденсатор К10-176, керамика NP0	9	$0.04	$0.36
Резистор МЛТ	13	$0.01	$0.13
Антенный разъём BNC, male+female	1	$0.50	$0.50
GX12 2 pin male+female	1	$0.66	$0.66
Итого:			$3.38

В табличке есть одна натяжка - местный автор не покупал T37-67, и даже не знает, где его взять. Функциональный аналог - два сложенных вместе кольца T37-2, по этой цене T37-67 и посчитан.

Силовая арматура тоже условно отнесена к передатчику.

Глава 5. Проектирование приёмного тракта.

Как это ни странно, приёмник обычно сделать намного проще, нежели передатчик, причём и подходов может быть несколько разных.

Чтобы такой процесс протекал непротиворечиво, да ещё и дал приемлемый результат, не лишним будет подумать над некоторыми моментами.

§5.1 Приоритеты при проектировании приёмника.

Перед конструированием приёмника хорошо бы понять, что именно нам от него надо в первую очередь. Основные параметры определяются вовсе не волшебными микросхемами. Их вполне можно заменить на не волшебные, а то и вообще на рассыпуху. Архитектура приёмного тракта играет гораздо большую роль. И вот она-то должна быть правильной изначально.

По мнению местного автора, не обязательно верному, специфика приёмного тракта цифрового модема, специально заточенного под малую мощность, подразумевает вырезание из всего спектра частот кусочка минимально возможной для проведения связи ширины, с полным игнорированием того, что осталось за полосой пропускания.

Правда, спонтанно возникшее желание слушать голоса заставляет принять стандартное значение для полосы пропускания - от «узенького кусочка спектра» мы тем самым ушли. Но прочая специфика осталась: буквально в паре килогерц от слабенького сигнала «цифры» может завывать ЗАС, или что ещё страшнее.

Способность приёмника распознавать слабый сигнал на фоне несоизмеримо больших сильных, зовётся динамическим диапазоном по блокированию. Если будете гуглить, «Blocking Dynamic Range». Никакого чуда не случится, если большой сигнал оказывается прямо в полосе пропускания. Но ежели чуть за полосой, то с этим уже можно что-то сделать.

А сделать можно немногое: если не заморачиваться с весьма специфической схемотехникой, остаётся лишь отказаться от любого рода усилителей до фильтра основной селекции. И выполнить первый смеситель на аналоговых ключах, максимально похожих на идеальные. Либо начать думать в сторону высокоуровневых смесителей, что на порядок крупногабаритнее.

Как следствие, все каскады до фильтра основной селекции оказываются пассивными, с ощутимыми потерями в них. Выдающейся чувствительности получить не удастся, но зато мы вправе ожидать достойного динамического диапазона по блокированию, если верно спроектируем приёмный тракт.

Поэтому далее, разглядывая схемотехнику, надо понимать, отчего она в некотором роде ущербная, и весьма далека от учебника. Только для того, чтобы мощные внеполосные помехи не заставляли сбегать в чистое поле, и можно было хоть как-то работать в городских условиях.

§5.2 Кварцевый фильтр.

Теперь давайте сделаем самое важное, а именно, кварцевый фильтр на ПЧ 4194304 Hz (таков точный номинал резонаторов, это 2²², используется в часах точного времени).

§5.2.1 Покупка кварцевых резонаторов.

Номинал не очень популярен, так что и выбор небогат, кликабельно:

Возможно, при поиске сыщутся резонаторы в корпусе «лодочка», HC-49S. Однако лучше отдать предпочтение полноразмерному варианту HC-49U, так как с ним несколько проще обеспечить широкую полосу пропускания и малое сопротивление кварцевого фильтра для упрощения его согласования с окружающими каскадами, обычно сплошь и рядом на 50 Ω.

Местный автор купил 40 шт за $4.48 вместе с доставкой. На АлиЭкспрессе свет клином не сошёлся, есть альтернативы. Не факт, что там резонаторы будут лучшего качества, но такой шанс есть.

§5.2.2 Отбор резонаторов на испытательном стенде.

Далее, чтобы не превращать процесс проектирования кварцевого фильтра в шаманство, поступаем строго алгоритмически. А именно, собираем на куске жестянки испытательный стенд «по Дишалу», схема которого прилагается к соответствующему софту:

Номиналы резисторов в базовой и эмиттерных цепях первого транзистора лучше выдержать как можно точнее, ибо неизвестно, как они учитываются в модели. А вот сами транзисторы могут быть и другими. Местный автор поставил те, что были под рукой, 2N2222A.

Резонаторы лучше подтыкать через панельку для микросхем. Тумблер не ставится вообще. Сначала панелька сидит одной ногой на земле, а потом, после первого цикла измерений, туда подпаивается конденсатор, и кварцы перемеряются по второму кругу. Для чего их лучше пронумеровать.

Выход стенда подключается к любому прибору, фиксирующему частоту с высокой точностью, буквально до Герца. Тут возможны варианты:

1. Банальный и понятный частотомер.
   Обычно в арсенале радиолюбителя отсутствует.

2. Замена ему, цифровая шкала на TCXO генераторе опорной частоты.

3. RTL-SDR, также обязательно с TCXO (пример такого).

   Можно воспользоваться софтом HDSDR в режиме демодуляции ECSS, и в «F7 ⇒ Настройки калибровки» увидеть точное значение частоты при отстройке «по сетке».

Обсчёт параметров происходит в окне «Xtal ⇒ G3UUR Method» софта Dishal:

Значения емкостей конденсаторов в калькулятор подставляют измеренные, а не считанные с маркировки. Параллельная ёмкость кварца замеряется у одного резонатора из партии совместно с используемым разъёмом, то есть панелькой от микросхемы в нашем случае.

Значения Lm или Cm пригодятся несколько позднее.
Fs, полученную по двум измерениям для каждого кварца, сведём в таблицу:

Из таблицы понятно, что два кварца из 40 отказались работать. Некоторые продемонстрировали отвратительную температурную стабильность (от тепла рук частота резонанса сильно уходила), и были отбракованы. Из оставшихся необходимо выбрать десяток. Логично производить отбор по значению Fs, для чего поместим точки на плоскость:

Область, включающую десяток точек, располагающихся максимально кучно по оси «Fs», можно выбрать произвольно, но непременно где-то в середине облака. Для исключения лишних точек, если их окажется больше десятка, полезно построить такую же зависимость, но с параметром «Fsw open» по вертикальной оси:

Видно, что по данному параметру резонаторы №8 и №19 отдалились от избранных, а оставшиеся укладываются в узкий интервал 40 Hz против интервала 60 Hz графиком ранее. Именно по этой причине правильнее осуществлять отбор по «Fs», а по «Fsw open» лишь уточнять свой выбор.

Номера прошедших кастинг резонаторов приводятся. Хотя принято ставить самые высокочастотные на вход фильтра, и далее по убывающей, из-за малого разброса конкретно тут это не критично.

Вот и вся технология отбора кварцев.

§5.2.3 Номинал конденсаторов для фильтра.

Теперь требуется определить значение емкостей фильтра с топологией QER для достижения нужной полосы пропускания.

Для этого необходимо знать среднее значение Lm отобранных в фильтр резонаторов, и их Fs. То и другое считается показанным ранее голубеньким окошком, но просто усреднить 10 пар значений было бы не верно. Лучше поместить точки на плоскость, и силами математики установить линейную зависимость по методу наименьших квадратов:

А вот уже координаты средней точки плучившегося отрезка подставляем в софт «Дишал» через его меню «QER(3GUUR)»:

Ближайший номинал составляет 27 pF, плюс 2-3 pF паразитной ёмкости печатной платы. Входное и выходное сопротивление фильтра в 1 kΩ тоже не запредельное, с ним можно работать. Всё сложилось довольно удачно.

§5.2.4 Теоретическая АЧХ QER фильтра.

«Dishal» рисует всякие картинки только для лестничных фильтров. Но ведь надо же как-то убедиться, что выбранный порядок фильтра QER топологии достаточен. Так что сейчас потребуется ещё одна программа.

Поскольку мы в точности знаем параметры каждого кварцевого резонатора, образующего фильтр QER-топологии, можно попытаться смоделировать АЧХ фильтра любым доступным софтом расчёта ВЧ цепей, например, RFSim99. Картина страшна, но что делать:

Как видно, порядок фильтра восьмой, чего уж скромничать. Грубо говоря, каждое звено фильтра теоретически обеспечивает затухание вне полосы пропускания 10 dB, так что хватило бы и шести звеньев. Но на практике не всё так идеально, так что порядок фильтра всё-таки восьмой.

Софт имеет весьма досадное ограничение на количество значащих цифр в номиналах деталей, пытаясь их округлять, поэтому ёмкости и индуктивности пришлось составлять из нескольких. Динамическое сопротивление кварца взято практически с потолка, ориентируясь на данные со страницы лота.

Тем не менее, АЧХ смоделировалась вполне правдоподобная:

Вершина АЧХ в правой её части несколько просела, это обусловлено только динамическим сопротивлением резонаторов. Если резисторы эквивалентной схемы 100 Ω уменьшить, вершина АЧХ станет почти горизонтальной, но сам фильтр изменит импеданс.

В целом увиденное обнадёживает, можно переходить к практике.

§5.2.5 Выяснение импеданса QER фильтра.

Изготовление фильтра по Дишалу далее подразумевает создание второго испытательного стенда для наблюдения особенностей АЧХ, и фактически решающего задачу согласования фильтра с измерительной аппаратурой силами полевых транзисторов, но мы сделаем ровно то же самое по рабоче-крестьянски, вот так:

При макетировании не нашлось конденсаторов 27 pF, сыскались только на 30 pF. Будем считать, что в них учтена ёмкость монтажа и печатной платы.

Как и всегда, феррит для всех трансформаторов «зелёный китайский»:

По факту его магнитная проницаемость будет в диапазоне от 1600 до 3000, и для наших задач (мотать на нём ШПТЛ на не очень высокую частоту) вполне сгодится, хотя вариант и не самый лучший.

Трансформаторы импеданса макета содержат по 5 витков для подключения 50-Ω нагрузки и источника сигнала, а число витков со стороны фильтра полагается синхронно менять, добиваясь наилучшего согласования:

Картинка фиксируется RTL-SDR донглом в содружестве с софтом HDSDR.
dB в левой части шкал RF и AF дисплеев обусловлены калибровкой донгла:

1. С генератора ко входу макета подводится когерентный сигнал уровня S9 (50 µVrms), а показания S-метра донгла через меню калибровки выставляются на -73 dB, что также соответствует сигналу S9, и тем самым потерями в фильтре мы пренебрегаем.

2. Затем сигнал указанного уровня размазывается по диапазону 4.191-4.196 MHz за 200 ms, ввиду чего мы и видим сигнал в спектре уровня -102 dB, то есть почти на 30 dB ниже. Возможно, существует формула, связывающая уровень сигнала с диапазоном и скоростью свипирования, но на местного автора такое откровение пока не снизошло.

Наиболее плоская вершина АЧХ достигнута при соотношении витков 5:20, так что уточнённое сопротивление фильтра близко к 800 Ω

Разумеется, при столь грубом макетировании полученное значение всего лишь ориентир, но дальше от него уже можно плясать.

§5.3 УПЧ (IF amplifier).

В УПЧ решено использовать микросхему MC1350P с усилением порядка 40 dB и минималистичной обвязкой. Само собой, в китайской версии:

Чип выбран из-за удобного корпуса, доступности, и весьма глубокой АРУ. Хотя сегодня это глубокое ретро, чип всё ещё используется в любительских конструкциях, причём не самого низкого класса. К примеру, применялся в «Элекрафте».

Но судя по схемотехнике практических конструкций, микросхема довольно шумная, и подцеплять её напрямую к кварцевому фильтру вряд ли стоит. Тем более, что ещё и придётся как-то согласовывать импедансы.

Проще всего прибегнуть к помощи любимого советского транзистора КП303, либо его аналога. Это добавит минимум рассыпухи:

Рабочую точку транзистора придётся подобрать по максимуму усиления УПЧ, что делается варьированием номинала резистора в стоке. Если транзистор попадётся с правильной буквой и подходящим начальным током стока, то они с резистором поделят напряжение питания по-братски, пополам.

Усиление каскада на КП303 получается не менее 12 dB, и этого достаточно. Согласование с кварцевым фильтром осуществляется простейшим способом - резистором чуть большего номинала, нежели сопротивление фильтра. Его тоже можно попробовать поварьировать для получения лучшей АЧХ.

Ко входу регулировки усиления на пятой ножке MC1350P пока ничего не подключено, и вход автоматически подтягивается к половине напряжения питания чипа, что соответствует почти максимальному усилению. Потом туда заведём петлю АРУ.

Вход и выход чипа лучше всего делать резонансными, на соответствующей арматуре с подстроечником. Скорее всего, таковой в доступе не окажется, поэтому нерезонансный выход в виде трансформатора на зелёном китайском кольце также вполне допустим.

Три-четыре витка во вторичной обмотке хорошо согласует такой выход с 50 Ω нагрузкой, в качестве которой опять использован RTL-SDR донгл:

Калибровка донгла выполнена так же, как рассказывалось выше, и при тех же параметрах свипирования. При показанных на рисунке настройках RF и AF дисплеев картинка ещё статичная, хотя уже начинает распадаться на спуры.

Мы видим неравномерность в полосе прозрачности, приемлемую как для голоса, так и «цифры». Не идеально, но нам этого вполне достаточно.

Форма АЧХ по её огибающей совершенно ожидаемая, с плавным левым скатом и точкой «бесконечного подавления» на более крутом правом скате.

Дабы не подозревать здесь наличие эффекта выравнивания АЧХ в полосе прозрачности на большом сигнале, скинем амплитуду входного сигнала с 50 µVrms до 1 µVrms:

Разница ровно 34 dB, как и должно быть.
Донгл работает в линейном режиме, мы видим правильную картинку.
Причём картинка весьма похожа на смоделированную в RFSim99.

§5.4 Второй смеситель.

На выходе УПЧ присутствует сигнал относительно большого уровня, так что можно применять разнообразные схемные решения, в том числе и совсем простые. Но памятуя, что нам ещё сочинять первый смеситель, которому по определению полагается быть качественным, озадачимся подбором какого-нибудь современного аналогового ключа.

§5.4.1 Выбор аналогового ключа.

Если открыть соответствующий каталог, там будет всякое. Другое дело, что в доступе этого всякого обычно и близко нет. Конечно, со временем на том же АлиЭкспрессе что-то из «всякого» появляется, так что вот туда мы в первую очередь и смотрим.

К примеру, явно не в дефиците реинкарнация столь популярного некогда аналогового ключа 3157 под маркой SN74LVC1G3157DBVR. К сожалению, всё более-менее современное оформляется только в корпус SOT23-6, либо ещё более мелкий, и уж точно непригодный к использованию любителем.

Внутри корпуса два ключа, один нормально замкнут, другой разомкнут.

Согласно даташиту, при питании чипа от 5 Вольт, сопротивление открытого ключа около 6 Ω или меньше, если напряжение на ключе близко к половине напряжения питания:

Хотя можно сыскать аналоговые ключи с сопротивлением в доли Ома, даже и такого вполне достаточно.

Есть вариант не выискивать правильную рабочую точку на кривульке, а работать без смещения. Даташит оговаривает возможность коммутирования отрицательных напряжений вплоть до -0.5 V, чего должно за глаза хватить для наших миливольтных сигналов.

§5.4.2 Схема смесителя на аналоговых ключах.

Раз у нас уже есть хорошо проверенное и прекрасно работающее решение от «Ретроволынки», им и воспользуемся. Само собой, с поправкой на исполнение гетеродина на синтезаторе, и в расчёте на аналоговый ключ SN74LVC1G3157, пока что подключенный по совершенно хрестоматийной схеме, и нагруженный культовым трансформатором TOT-27 с выходом на качественную звуковую карту:

Да, далее вместо НЧ трансформатора подразумевается инструментальный усилитель с дифференциальным входом, либо его функциональный аналог на обычных ОУ.

§5.4.3 Форма сигнала BFO.

Сигналу второго гетеродина (BFO) лучше всего быть меандром.
Что далеко не очевидно, потому просто сравним два спектра:

Входной сигнал один и тот же, дающий на выходе смесителя 1 kHz (для удобства наблюдения смещён на 5 Hz в ту или другую сторону относительно сетки), а вот форма сигнала гетеродина разная - синус для спектра красного цвета, и меандр для спектра синего цвета.

Сигнал гетеродина получен от ГСС.

Спуры шумовой дорожки в обоих случаях в точности совпадают, и не зависят от частоты сигнала, это индустриальные помехи от компьютерной техники. А вот пики, кратные килогерцу, имеют разную амплитуду.

Гармоники сигнала при синусоидальном гетеродине заметно интенсивнее, что плохо. Балансному смесителю на аналоговых ключах всё-таки лучше управляться прямоугольным сигналом. Именно поэтому в конструкциях высокого класса управляющий вход чипа ключей буферируют чем-то типа SN74LVC1G125 или иным линейным драйвером.

Смеситель на полевых транзисторах в качестве ключей по принципу работы недалеко ушёл от диодного. А мы знаем, что для двойного балансного диодного смесителя, который мы косплеим, при синусоидальном сигнале гетеродина потери по сигналу составляют 6 dB против 3.9 dB, ежели форма сигнала гетеродина меандр.

Действительно, при сравнении пиков на спектрах в районе 1 kHz, разница заметна. Всё предельно наглядно, и выводы однозначные: меандр лучше.

С точки зрения гармонических искажений сигнала тоже всё однозначно: -50 dB по второй гармонике смотрится хуже, нежели -67 dB.

§5.5 Предусилитель.

Поскольку за вторым смесителем потребен инструментальный усилитель, а в предыдущем опусе про «Ретроволынку» уже проведены соответствующие изыскания на предмет его эмулирования на наименьшем количестве ОУ, то было бы разумно теми изысканиями воспользоваться. Сделаем это:

Из всего многообразия в доступе был выбран замечательный ОУ LM4562NA:

Согласно даташита на LM4562NA, чип можно питать, начиная от 5 Вольт, и при исполнении на ОУ инструментального усилителя, как обозначено выше, наблюдается вот такая картинка.

Цвет маркера у пункта списка соответствует цвету линии графика:

• Шумовая дорожка звуковой карты, подключенной к приёмному тракту, при отключенном питании самого тракта.

  Положение ползунка усиления примерно посерединке, у звуковой карты активировано дополнительное усиление +20 dB.

• Приёмный тракт запитан, но гетеродин BFO не работает.
  Фактически это шум усилителя плюс наводки (экранирования-то нет).
  Наблюдается подъём высоких частот, а это ни к чему.

• Введена частотная коррекция силами конденсатора 1 nF у второго ОУ.
  Начиная примерно с 2.5 kHz АЧХ завалена.

  Если не останавливаться на такой эрзац-коррекции, а предпринять что-то более серьёзное, нужды в таком шаге нет.

• Подан сигнал гетеродина BFO, принимается сигнал с уровнем 1 µVrms в районе 1 kHz по звуковой частоте, а также куча индустриальных помех от многочисленной компьютерной техники.

  Выше линии -60 dB шумовой сигнал прорисовывает АЧХ кварцевого фильтра с пологим левым скатом, и весьма крутым правым.

Уже в таком виде (кварцевый фильтр, УПЧ на полевике и чипе, смеситель, предусилитель) такой микровольтный сигнал замечательно слышно даже на низкоомные наушники, подключенные через конденсатор вместо звуковой карты.

Более того, самый минимальный сигнал 0.14 µVrms, какой только можно получить от используемого местным автором приборного оснащения, также фиксируется ухом. Хотя, если его отрисовывать на спектральном графике, спура дойдёт лишь до уровня -30 dB.

Того, что можно услышать ухом, всяко должно хватать для связного софта. Поэтому подключаем выход инструментального усилителя на вход звуковой карты блока логики девайса двумя перевитыми проводочками, от этого же девайса берём меандр BFO с выхода CLK2 модуля Si5351a, пока что также двумя перевитыми проводочками, и при таких же настройках встроенной в девайс звуковой карты, наблюдаем на водопаде FLDIGI сигнал 0.14 µVrms:

Для наглядности и по традиции генератору стандартных сигналов велено притвориться изделием «ПС-1», ушедшим в вечность с полигона «Тюра-Там», бибикая примерно так же. Если бы сигнал был эфирным, его уровень смело можно характеризовать как ломовой, по крайней мере для «цифры».

При увеличении сигнала всего до 2 µVrms, звуковая карта перегружается, а в спектре появляются гармоники. Тут должна вступать в действие система АРУ по ПЧ, пока что отсутствующая.

§5.6 Активный фильтр нижних частот.

Хотя кварцевый фильтр существует лишь в виде макета, да ещё и с немного зауженной полосой пропускания, уже можно озадачиться совмещением по звуковой частоте боковых полос LSB и USB.

Подберём частоты BFO так, чтобы в районе 300 Hz АЧХ тракта находилась в точке порядка -6 dB от своего максимума. Пусть график будет линейным по частоте:

Входной сигнал 5 µVrms довольно велик, так что дополнительное усиление звуковой карты +20 dB отключено, а движок регулировки уровня звука поставлен на максимум. Свипирование по частоте от 4191 kHz до 4197 kHz осуществляется за 50 s. Чтобы амплитуда спектра примерно соответствовала дискретному сигналу, программа «SpectraPLUS» поставлена в режим:

• Sampling Rate = 44100
• Decimal Ratio = 1
• FFT size (samples) = 8192
• Spectral line Resolution = 5.383 Hz
• AVG = 1

Линии на графике несут такой смысл:

• Шумовая дорожка. Имеет по всплеску на каждом скате фильтра, и пару горбов посерёдке полосы пропускания. Такая картинка встречается не первый раз, и, по всей видимости, закономерна.

• USB, BFO = 4.195100 MHz.
• LSB, BFO = 4.192450 MHz.

С учётом инверсии спектра в приёмном тракте, если условно рассматривать его как приёмник прямого преобразования по второму смесителю, то из-за разной крутизны скатов кварцевого фильтра получаем дилемму:

1. В режиме USB («цифровые виды связи») замечательное подавление зеркального канала, но селекция по соседнему каналу хуже.

   Это полого ниспадающий хвост справа у зелёного графика.

2. В режиме LSB (приём «голоса») всё наоборот - отстройка от соседнего канала отличная, но зеркальный подавлен слабее.

   С виду красный график не кажется ущербным, но при движении за ноль влево, кривулька не уйдёт резко ниже -50 dB, а будет плавно спадать.

В данном девайсе в приоритете работа с USB, и вроде бы всё складывается удачно. Но для полного счастья зелёную линию на графике в районе 3 kHz и правее очень хочется прогнуть вниз, чтобы внеполосная мощная помеха, случившаяся там, не действовала на систему АРУ, и не затыкала приёмник.

По уму, тут был бы уместен активный ФНЧ.
Мелочиться не будем, на одном корпусе ОУ реализуется 4 порядок:

На каждый из ОУ, если не хотеть от каскадов дополнительного усиления, ставится по два конденсатора из запасов, а уже под них рассчитываются резисторы. Именно этим удобен предлагаемый софт - сперва промеряются номиналы имеющихся конденсаторов с точностью не хуже 1%, далее они указываются программе, а уж она посчитает номиналы резисторов.

Поскольку ОУ далеко не идеальны, и входное сопротивление у них отнюдь не бесконечно, имеет смысл номиналы конденсаторов выбирать побольше, чтобы сопротивления получались поменьше.

Всегда интересно, как получается суммарная характеристика нескольких каскадов, не типичная для любого из них. Поэтому гуглим любой онлайн-калькулятор Sallen Key, скармливаем ему ранее посчитанные номиналы для каждого их двух каскадов, и получаем табличку аттенюации по частотам, по которой уже можно рисовать графики.

Оказалось, всё довольно просто. У фильтров разные частоты среза Fc, и у каждого собственная добротность Q. Простое суммирование синей и зелёной характеристик даст нам красную, совпадающую с предъявленной софтом.

Кстати, софт «Iowa Hills OpAmp Filter Designer», в общем-то, не нужен.

Владея знаниями о Fc и Q для каждого из каскадов, вот здесь можно задать ёмкости имеющихся в распоряжении конденсаторов, получив соответствующие им сопротивления резисторов.

Обратите внимание на нумерацию C1 и C2 - на сайте она обратная.

ОК. Используем микросхему хорошего ОУ с такими точными номиналами RC:

Схема с номиналами деталей, похожими на рекомендуемые, ведёт себя так:

Это можно сравнить с картинкой из начала параграфа, и даже обнаружить разницу, но график на логарифмической оси ещё более нагляден:

Если ранее синяя шумовая дорожка приёмного тракта в отсутствие сигнала была фактически горизонтальна, теперь она приобрела наклон, обещанный софтом «Iowa Hills OpAmp Filter Designer», а именно, завал на 40 dB на участке от 3 до 10 kHz. Если мерить в mV, то это в 100 раз.

Был даже достигнут уровень шума звуковой карты, обычно лежащий ниже -100 dB, но при расположении платки звуковой карты вплотную к Ардуине, рассчитывать на типовые -115 dB вряд ли стоит.

Главное, звук в наушниках стал похож на звучание связной техники.
Вот прямо классический телефонный канал.

§5.7 АРУ (AGC) для MC1350P.

Если окунуться в схемотехнику трансиверов конца 80-ых годов прошлого века, вероятно, найдётся множество готовых вариантов АРУ для SSB тракта, выполненного на этом чипе. Но элементная база тех времён подразумевает транзисторы, так что и нет смысла погружаться в столь далёкое ретро.

Поэтому начинаем плясать от даташита.
Аттенюация чипа MC1350P так зависит от напряжения на его 5 ноге:

Глубина АРУ в 60 dB внушает, это замечательный параметр.

Правда, есть нюанс: все характеристики приводятся при питании чипа от 12 Вольт, но в нестационарной конструкции вряд ли стоит запитывать каскад прямо от аккумулятора. При работе с микровольтами питание должно быть стабилизировано, а затем ещё и развязано RC цепочками для полного фэнь-шуя. И по факту входной каскад чипа, работающий со входом AGC, увидит максимум Вольт восемь.

Если не менять дизайн цепи на пятом пине чипа, управляющее напряжение на нём будет не 5-6.75 Вольт, а примерно 3.3-4.5 Вольт. При возрастании уровня входного сигнала вольтаж цепи AGC следует повышать, снижая тем самым усиление радиочастотного тракта.

По идее, надо забрать сигнал с выхода ФНЧ, увеличить по амплитуде раз в 20-30 каскадом с парафазным выходом, и нагрузить каждый из выходов диодом, чтобы с минимальной задержкой продетектировать огибающую как по положительному полупериоду звука, так и по отрицательному. Далее постоянная составляющая сдвигается до 3.3 V, и масштабируется так, чтобы УПЧ смог полностью реализовать свой динамический диапазон регулировки.

Задача решаемая, но либо силами специализированных и редких ОУ, либо на излишне большом количестве ОУ, числом этак не менее трёх.

Мы не делаем аппарат экстра-класса, со всякими переключателями «Fast-Medium-Slow AGC» и десятком других крутилок, поэтому дозволено хотеть минималистичного решения, не более чем на одном корпусе ОУ:

Возможно, здесь вполне сгодятся и совсем простые ОУ.
Автор поставил то, что было под рукой.

Пороговое напряжение выставляется делителем на неинвертирующем входе первого ОУ, время срабатывания АРУ определяется резистором, включенным последовательно с диодом, а время отпускания - резистором, шунтирующим времязадающий конденсатор.

Чтобы в такой системе не возникали автоколебательные эффекты и разные хрюки, обязателен RC фильтр по питанию.

С АРУ, исполненной по этой принципиальной схеме, FLDIGI отлично видит сигнал в динамическом диапазоне от 0.14 µVrms до 700 µVrms, чего и достаточно. В готовом изделии мы изыщем возможность посмотреть, что там будет дальше, но это уже праздное любопытство.

Пока же имеет смысл зафиксировать семейство кривых АЧХ тракта, снятых при разном уровне входного сигнала с работающей системой АРУ:

Однотональный сигнал на фоне шумовой дорожки выглядит так.
Сдвиг в 40 Hz введён для исключения наложения пиков друг от друга:

Обычно с линейного выхода ухом слышно всё, что выше уровня -40 dB.
Именно поэтому шумовая дорожка аппарата где-то там и должна быть.

При изменении входного сигнала на 40 dB (в 100 раз, от 1 до 100 µVrms, цветовая расшифровка в уголке) перепад амплитуд на выходе приёмника около 5 dB (< 2 раз), и чем сигнал больше, тем меньше приращение.

Что касается нелинейных искажений, то, начиная с уровня сигнала S9, мы видим появление второй гармоники на -55 dB ниже основной тональности. В «цифре» такое даже не просматривается на водопаде и вряд ли будет мешать, но спектральными методами вторая гармоника уже фиксируется.

§5.8 Предельное упрощение схемы смесителя.

Теперь, когда приёмный тракт работает должным образом, можно вернуться к смесителю, и посмотреть, что будет, если отойти от катехизиса.

Изначально смеситель собран, как показано в левой части рисунка:

Тут не нравятся сразу две вещи:

1. Напряжение гетеродина имеет нагрузкой 100-Ω резистор, и далее ток через конденсатор в 1 µF стекает на землю. Понятно, для чего сделано именно так - управляющий вход ключа через этот нагрузочный резистор подтягивается к половине напряжения питания, и размах напряжения гетеродина не особо критичен.

   Одновременно ток гетеродина присутствует в цепи сигнала (идеальных блокировочных конденсаторов не бывает), что в случае меандра с его крутыми фронтами плохо. Возникает мысль разделения цепей смещения для управляющего входа и самого ключа.

2. Входной сигнал включен последовательно с цепью смещения, так что любое шевеление потенциала суммируется с сигналом, зашумляя его.

   Хотя коэффициент усиления по низкой частоте и невелик, тем не менее данный эффект нежелателен.

Осознавая помянутые выше моменты, логично поступить так, как отражено в центральном блоке рисунка. В нашем случае не возникает необходимости в развязке потенциалов гетеродина и смесителя, их вполне можно соединить непосредственно, но всё-таки с применением нагрузочного резистора для согласования импедансов, и точного подбора им амплитуды гетеродина.

При такой схеме включения нет никакой разницы в работе смесителя по сравнению с изначальным вариантом, но только на самом высоком уровне мощности гетеродина. При меньших мощностях гетеродина смеситель уже не работает штатно. Но если резистор вообще изъять, мощность гетеродина вновь может быть какой угодно, причём работа смесителя неотличима от исходного варианта.

Поэтому продолжаем экзерсисы.

Как мы уже видели по картинке из даташита, сопротивление выбранного нами ключа при максимальном напряжении питания 5 V практически не зависит от потенциала между коммутируемыми между собой выводами. В данном случае подтягивать их к половине напряжения питания чипа, как это делается по сложившейся традиции, нет нужды.

Если убрать цепь смещения совсем, как показано на правой части картинки, схема становится максимально простой. Шума в полосе пропускания тракта даже визуально стало меньше, при ровно той же чувствительности.

От последнего промера в софте сохранилась картинка сигнала с уровнями 5 и 50 µVrms - пусть те трейсы будут оранжевого цвета, а точно такие же, но для примитивной схемы смесителя, голубенького:

Фактически это одно и то же, но пока АРУ ещё не задавила усиление, на низких частотах шума с очевидностью стало поменьше.

Вполне возможно, из соображений минимизации IMD примитивная схема не кошерна, но местный автор не имеет возможности производить подобные замеры. Придерживаться классической или примитивной схемы, каждый для себя решает сам.

Тем не менее, настала пора браться за первый смеситель, превращающий наш однополосный приёмник прямого преобразования в супергетеродин.

§5.9 Первый смеситель.

В данном каскаде имеется некоторая специфика:

1. В режиме передачи в приёмный тракт просачивается ВЧ.

   И много. Даже с двумя защитными диодами можно намерить сотни mV высокочастотного напряжения, потому как антенный коммутатор на MOSFET не идеален, и обладает заметной проходной ёмкостью.

   Скорее всего, антенну прямо в смеситель не воткнуть.

2. Между землёй и входом смесителя должно быть короткое замыкание по постоянному току для правильной работы полевого транзистора BS170 в качестве коммутатора. Естественно, MOSFET берём самый доступный.

3. Вход смесителя.

   Вполне возможно, возникнет нужда в дополнительном радиочастотном фильтре (может быть, даже полосовом) на входе приёмного тракта. Из этих соображений смесителю лучше иметь входное сопротивление 50 Ω для одинаково хорошего согласования и с антенным коммутатором, и с радиочастотным фильтром.

4. Выход смесителя.

   Не хотелось бы трогать трансформатор импеданса на входе кварцевого фильтра, как и организовывать на нём первичную обмотку со средней точкой. Там ШПТЛ с весьма неравным количеством витков, и смесителю лучше научиться работать с тем, что уже есть.

Учитывая все эти соображения, нарисовалась такая схема смесителя:

Пришлось добавить входной симметрирующий трансформатор, намотанный, как обычно, тремя скрученными проволоками, и обзываемый ШПТЛ.

В процессе экспериментирования местный автор не увидел разницы между работой аналоговых ключей со смещением по входу и выходу, как это показано выше, и без такого смещения (среднюю точку вторичной обмотки первого трансформатора, и первичную второго посадить на землю).

А если нет разницы, в реальной конструкции указанные выводы обмоток просто заземляются. В любительской конструкции дозволено всё.

Резистор в цепи VFO, как и во втором смесителе, можно безболезненно убрать. Но если он вдруг понадобится для проведения тонких согласований, лучше предусмотреть для него посадочное место на плате. Так что рисуем.

§5.10 Опробирование супергетеродина.

Первый смеситель вносит в тракт дополнительное затухание, но не особо заметное при спектральных измерениях. Поэтому открываем свою целевую программу FLDIGI, и проводим испытания на радиочастоте, дабы понять, как это будет выглядеть в практической работе.

Получился вот такой коллаж с утилиты «Spectrum Scope» и «водопада»:

Спектальная верхняя часть ограничена сверху уровнем 0 dB, снизу -100 dB, в промежутке между -90 и -100 dB указан входной сигнал в единицах µVrms. Панель с настройками утилиты приведена, как и «водопада».

На данном этапе мы видим такое: если звуковая карта выставлена движком на максимальное усиление, с отключенным дополнительным усилением +20 dB, максимальный сигнал на линейном выходе приёмника не превышает -10 dB, поэтому интермоды не возникают. АРУ начинает проявлять себя с уровня более 1 µVrms, её поведение понятно из коллажа.

Судя по всему, девайс способен принять и понять «цифру» с уровнем где-то от 0.1 µVrms, если только эфирная обстановка такое позволит.

Глава 6. Конструирование приёмного тракта.

Документальное подтверждение проведения НИОКР :)

§6.1 Печатная плата приёмника.

Визуально деталек много, компоновка печатной платы довольно плотная:

Документация.

Обычно при сетке 0.635 мм интервал между детальками составлял 6 клеток, но на этот раз так не получается - размер платы чуть больше пластиковой карты, а на плате вон сколько всего. Поэтому шаг уменьшен до 5 клеток, но какой-то минимальный зазор между детальками всё ещё должен оставаться.

Сам приёмник в каждом своём функциональном блоке предельно прост, так что при разводке платы местный автор держал схему целиком в голове, а надобность её нарисовать возникла только сейчас. Чтобы куда-то смотреть, и не ошибиться в номиналах при распайке:

Если использовать ещё советские резисторы мощностью ¼ W, и обычные керамические и электролитические конденсаторы, также из прошлого века, всё вполне умещается:

Расположение кварцевых резонаторов на этом фото не вполне соответствует топологии печатной платы. Корпус девайса не так уж просторен, и разъёмы не помещаются между этажами плат. Их пришлось «обтекать» деталями.

§6.2 Настройка приёмника.

§6.2.1 Проверка кварцевого фильтра.

Местный автор всегда очень недоверчиво относится к SMD деталям, так как их даже толком не протестируешь на соответствие номиналу. Уж больно они маленькие, и к ним не подлезть с измерительной аппаратурой, помнящей Леонида Ильича.

По этой причине изначально стоит смонтировать только кварцевый фильтр, и подцепить его тремя резисторами к приборам:

Слева подключается генератор стандартных сигналов, справа осциллограф. В режиме свипирования, либо просто на дискретных частотах, необходимо убедиться в штатной работе фильтра. Он достаточно хорошо согласован по входу и выходу, и должен продемонстрировать классическую АЧХ.

Этот этап контроля практически обязателен, так как при пайке донельзя укороченных выводов кварцев, а так же их корпусов к земляному полигону, выдающееся китайское качество может и подвести. Про SMD конденсаторы опасения тоже озвучены ранее - местному автору доводилось извлекать из транспортировочной ленты пересортицу, по причине чего лента и попала в розницу, а не на завод.

§6.2.2 Контроль и коррекция АЧХ тракта.

Если кварцевый фильтр собран из исправных элементов, можно смело паять все оставшиеся детальки. Но необходимо иметь ввиду несколько тонкостей, изложенных в этом параграфе.

1. Транзистор антенного коммутатора надо открыть, подав ему на затвор +5 V со стабилизатора платы, либо присоединив к соответствующему пину Ардуины, что при настройке и отладке излишне.

   Если забыть это сделать, мы получим затухание в коммутаторе примерно 26 dB, и вместо микровольтного связного приёмника получим типичный радиовещательный с его 20 µVrms.

2. На вход приёмника не стоит подавать сигнал с ГСС напрямую. Его положено пропустить через антенный фильтр передатчика, причём на контакте подключения приёмника точно не будет импеданс в 50 Ω. Далее по схеме наблюдается много пассивных компонентов, так что трансформатор на входе фильтра должен быть пересчитан на 60-65 Ω.

   Автор оценивает сопротивление QER фильтра примерно в 900 Ω. Тогда соотношение витков трансформатора может быть 6:23±2 - имеет смысл с этим поэкспериментировать.

3. Минимизировав «волнистость» АЧХ кварцевого QER фильтра подбором трансформатора импеданса на входе, может возникнуть мысль поточнее подобрать резистор на выходе фильтра. Тот, что в затворе полевичка.

   Но смысла в том немного.

   При изменении номинала от 1 kΩ до 1.5 kΩ «волнистость», выраженная в dB, почти не меняется. При уменьшении номинала, где и должно быть наилучшее согласование, неравномерность АЧХ почти не уменьшается, но резко падает уровень сигнала. А это сильно хуже.

4. Ну и надо отдавать себе отчёт, что проводить оценку следует на малом сигнале, когда АРУ тракта ещё не срабатывает. Это порядка 1 µVrms.

У автора АЧХ приёмного тракта получилась такой:

После совмещения полос пропускания в режимах USB (зелёный трейс) и LSB (красный), разница в частотах BFO получилась не 3 kHz, как положено, а 2.8 kHz. Видимо, в кварцевом фильтре лучше использовать конденсаторы номиналом не 27 pF, а 24 pF. Вот тогда всё будет по фэнь-шую.

С другой стороны, вместе с расширением полосы пропускания возрастёт и неравномерность, сейчас не превышающая 2 dB. Для «цифры», особенно узкополосной, и голоса в SSB, получившегося достаточно, так что автор конденсаторы менять не стал.

Утилита «Spectrum Scope» нашей целевой программы FLDIGI показывает практически горизонтальную шумовую дорожку в диапазоне частот 300-2500 Hz, да и шумовой фон «водопада» равномерен. Для любительской техники выглядит неплохо, и уж точно приемлемо.

§6.2.3 Настройка петли АРУ.

Согласно схемы приёмного тракта, напряжение на пятом пине микросхемы MC1350P в отсутствие сигнала, либо при недостаточно сильном сигнале, задаётся делителем, понижающим стабилизированное напряжение +5 V до уровня 3.07 V. Небольшой ±, обусловленный отклонением сопротивления резисторов делителя от их номинала, несущественен.

При достаточно сильном сигнале, управляющее напряжение возрастает, уменьшая усиление каскада ПЧ, а тем самым и амплитуду самого сигнала. Процесс рекурсивный, зависит от индивидуальных свойств чипа MC1350P и исполнения тракта (например, усиления каскада на полевом транзисторе). Так, в авторском варианте при максимальной аттенюации напряжение на 5 пине поднимается только до 4.7 V.

Но его можно сопоставить любому уровню входного сигнала.

К примеру, если ГСС выдаёт максимально 20 Vpp, что с учётом имеющегося аттенюатора в 80 dB соответствует сигналу с уровнем 707 µVrms (или S9+23 dB), то, приняв это за максимум, остаётся только подобрать резистор обратной связи в первом каскаде петли АРУ (51 kΩ) таким, чтобы на спектре спуры (гармоники тонального сигнала) были ниже на 40-50 dB.

За абсолютный максимум можно взять и другой уровень, а не 707 µVrms.

Чтобы не обманываться в измерениях, сигналу лучше быть в телеграфной тональности (500-700 Hz), дабы гармоники вплоть до третьей проходили фильтр нижних частот (тот, что собран на двух ОУ) без ограничения по амплитуде.

Соотношение скоростей срабатывания и «отпускания» петли АРУ задаётся резисторами 1.1 kΩ и 180 kΩ по схеме, но основную роль играет ёмкость конденсатора, обозначенная как 2.2 µF. При достаточно сильном сигнале 10 µVrms, когда АРУ работает вовсю, на выходе приёмника получается вот такая картинка:

Время реакции на сильный сигнал здесь менее 20 ms.
Восстановление усиления - что-то около 50 ms.

У автора в приоритете в первую очередь цифровые моды, и по этой причине АРУ спроектирована быстрой. Её главной задачей является реагирование на мощные грозовые разряды, а нормализация уровня выходного сигнала идёт уже как бесплатное приложение.

Если же планируется слушать и голос, между словами будет проступать шум эфира, так как при отсутствии сигнала усиление сразу уходит на максимум. Звучит это странно и непривычно. В таком случае имеет смысл увеличить ёмкость конденсатора до 22 µF, и картинка сразу преобразится:

Время срабатывания АРУ здесь около 50-70 ms.
Время отпускания - в районе 300 ms.
В таком режиме голос в SSB слушать и удобно, и комфортно.

Чуть позднее, после оформления девайса в корпус, с него была сделана запись переклички радиолюбителей соседнего региона. Тут она приводится для понимания работы «АРУ 50-70 ms» с разными уровнями сигнала.

Судя по называемым позывным, расстояние до станций 200-400 км.

Если плеер работать откажется, имеется альтернативная ссылка.

Безусловно, отдельные крутилки аттенюации и усиления по ВЧ, усиления по ПЧ, уровня срабатывания АРУ и усиления по НЧ, как это практикуется в полноценных трансиверах, позволили бы получить совсем другое звучание.

Радиотракт без всех этих регулировок звучит вот так. Для прослушивания роботизированного информатора «Авиа-Метео» с целью оценки погоды в прилегающей местности, вполне достаточно даже и такой реализации по сути вспомогательного режима приёма голосов.

Вне зависимости от выбора постоянной времени АРУ, график проходной амплитудной характеристики приёмного тракта имеет одинаковый вид:

По горизонтальной оси отложены микровольты входного сигнала снизу и единицы шкалы S-метра сверху, по вертикальной - звуковой сигнал на входе звуковой карты в dB. Уровень S9+20dB, или -1 dB, осциллограф видит как 200 mVpp.

Кривая аппроксимируется двумя отрезками, с точкой перегиба в районе 2 µVrms, что на уровне ощущений подмечалось и ранее. Выглядит неплохо. MC1350P всё-таки хороший чип, хоть и из прошлого века.

Фактически в этой схеме приёмного тракта, кроме АЧХ фильтра и петли АРУ, настраивать нечего. Без огрехов монтажа и при отсутствии дефективных деталей, остальные каскады сами встают в рабочий режим.

§6.2.4 Стоимость приёмника.

Радиодеталь:	Количество	Цена/шт:	Сумма:
Микросхема УПЧ MC1350P	1	$1.30	$1.30
Ключ SN74LVC1G3157DBVR	2	$0.09	$0.18
ОУ LM4562NA	2	$0.33	$0.66
ОУ NE5532P	1	$0.07	$0.07
Стабилизатор L78L05	1	$0.05	$0.05
Стабилизатор L78L09	1	$0.05	$0.05
MOSFET BS170	1	$0.10	$0.10
Полевой транзистор КП303В	1	$0.12	$0.12
Диод кремниевый 1N4148	3	$0.05	$0.15
Феррит К10*6*5.5 М2000НН	3	$0.06	$0.18
Конденсатор электролитический	2	$0.05	$0.10
Конденсатор блокировочный	20	$0.03	$0.60
Конденсатор К10-176, керамика NP0	12	$0.04	$0.48
Резистор МЛТ	25	$0.01	$0.25
Кварцевый резонатор HC-49U	10	$0.07	$0.70
Итого:			$4.99

Логично предположить, что, спаяв деталек на целых $5, вряд ли мы станем ждать от них характеристик, свойственных именитой «фирме». Потому как наша цель - соорудить из тех древних артефактов, что есть под рукой, более-менее годный модем именно для «цифры» с чутьём порядка 1 µVrms.

Пусть он, судя по картинкам, способен увидеть сигнал чуть ли не вдесятеро меньший, но при полноценных испытаниях по SINAD ничего особо выдающегося не получится. Ибо у «цифры» собственная специфика.

Тракт получился достаточно шумный, так что и не было особого смысла заморачиваться всякими там ДПФ. А так как ПЧ весьма близка к рабочей частоте, наверное, в этом и нет особого порока. Всё равно высокую селекцию по ПЧ не получить.

Тем не менее, местные связи в SSB должно быть слыхать, пусть и не в выдающемся качестве. Но, если посмотреть на имеющуюся к этому моменту схему приёмного тракта, остаётся не очень понятно, чем же слушать эфир в голосе. То, что к микрофонному входу звуковой карты подводится вплоть до 200 mVpp, это понятно. Но ухо-то к чему прижимать?

§6.3 Громкоговорящая приставка.

С одной стороны, если такая приставка не нужна, то она и не делается (так называемый модульный принцип компоновки). Но если пытаться получить максимум от малого, то имеются целых три независимых канала (звук приёмника, самоконтроль телеграфа, воркование «цифры» при передаче), громкость в которых имеет смысл регулировать отдельно и независимо.

Из-за нелюбви к крутилкам регулироваться всё это будет одной и той же кнопкой, силами самого простого аттенюатора - например, PT2257. Даже встроенная память ему не нужна, у Ардуины память уже есть.

Тем не менее, двухканальный I2C цифровой контроллер громкости PT2257 предназначен для использования аж в HI-FI аппаратуре и качественных автомобильных аудиосистемах, и, судя по даташиту, весьма неплох в плане уровня собственных шумов и искажений. Это весьма достойная деталюха.

Микросхем усилителя мощности очень много, так что местный автор исходил из наиболее компактного, но ещё удобного в обращении корпуса DIP-8, минималистичного внешнего обвеса, диапазона рабочих температур от -40°C, напряжения питания хотя бы до 20 Вольт (уж не станем мелочиться), и умеренного тока потребления, миллиампер 5-6.

В выборе микросхемы очень помогла брошюра «3500 микросхем усилителей мощности низкой частоты и их аналоги». Циферка в названии намекает на масштаб проблемы.

В итоге кастинг прошёл чип TDA7235 в корпусе DIP-8, совсем копеечный:

Типовая схема подключения, уже учитывающая радиолюбительский опыт:

При объединении схемы с большим радиолюбительским опытом за плечами, а так же PT2257 в её типовом включении, получается вот этакое:

Управление по шине I2C (SCL, SDA, а заодно и +5V) для PT2257 забирается с одноимённых контактов модуля SI5351, прямо в параллель. Никакие подтягивающие резисторы не нужны, они в модуле уже есть.

Аналоговых входов тут три штуки, нижний подключается к линейному входу звуковой карты, а два других к линейному выходу звуковой карты и к D9 Ардуины (самоконтроль телеграфа). Для устранения щелчков и убирания обертонов на этих входах предпринята фильтрация RC-цепочкой.

Такая же RC цепь поставлена на вход усилителя мощности, так как, скажем прямо, небольшой динамик весьма плохо воспроизводит низкие частоты, но в районе 2 kHz пищит оглушительно. Поэтому приглушить оглушительное сам бог велел.

Если перевести аппарат в режим CW, и удерживать клавишу задания тона самоконтроля, аппарат будет попискивать, одновременно перестраивая тон от упора до упора. При средней громкости звука все доступные тональности (300-2000 Hz с шагом 100 или 10 Hz) попискивают примерно с одинаковым уровнем, что можно считать критерием правильности подбора RC цепочки на входах «1» и «2». При ином динамике потребуется корректировка.

На всякий случай, грубый просчёт RC-цепи простейшим софтом:

Примерно то же самое стоит и на входе УНЧ, так что завал АЧХ начинается в районе 1 kHz, и к трём kHz получается ослабление в 15-18 dB.

Скомпоновано это всё в небольшой блок, и одарено динамиком из Франции:

Динамик действительно говорит по-французски без акцента, да и русский уже вполне освоил. Потому как мода гордиться страной изготовления, но при этом никак не маркировать дату производства, характерна примерно для 50-ых годов прошлого века. Возраст у динамика серьёзный.

По сложившейся традиции, топология платки приводится.
Есть отличия от принципиальной схемы, ибо не сыскалось нужных деталек.
Номиналы на схеме указаны более правильные.

Документация.

Стоимость громкоговорящей приставки.

Динамик учитывать не будем, он обычно подбирается из запасов.
Всё остальное оценивается примерно в доллар:

Радиодеталь:	Количество	Цена/шт:	Сумма:
Микросхема PT2257	1	$0.22	$0.22
Микросхема TDA7235	1	$0.24	$0.24
Конденсатор электролитический	3	$0.05	$0.15
Конденсатор керамический	11	$0.03	$0.33
Резистор МЛТ	5	$0.01	$0.05
Итого:			$0.99

Разъёмы для вывода звука наружу автор не использовал вовсе, так что оные тут не фигурируют. Нет даже соображений, как бы мог использоваться девайс, чтобы ему потребовались наушники, либо какое-то звукоусиление. Однако это вовсе не догма, так что разъёмы могут иметь место.

Глава 7. Изготовление и испытания модема.

Так получилось, что изготовлением корпуса девайса пришлось заниматься самостоятельно. При отсутствии мастерской, оснастки и материалов, не осталось иного варианта, нежели спаять корпус из стеклотекстолита.

Хотя у такого корпуса нет проблем с герметичностью, за исключением разве что очень неудобного USB разъёма, его всё-таки как-то можно исхитриться уплотнить прокладкой:

Если что-то и может подвести, то, скорее всего, недостаточная прочность корпуса. Как ни паяй ему рёбра жёсткости, всё-таки это не железяка.

Поэтому в ход пошла концепция «имущество прибора». Берётся тубус от спиртного «Red Label», и без всякой модификации тубуса оный повышается в звании до транспортировочной упаковки.

По внутреннему сечению это квадрат 80*80 мм, высотой около 30 см, с визуально герметичной крышкой. Если с герметичностью почему-то всё не так радужно, немножко изоленты это поправит. Ну а внутри достаточно места и для модема, завёрнутого в портянку, и для двух-трёх комплектов аккумуляторов в баттарей-паке.

Из этих соображений и задавались размеры корпуса девайса. С учётом необходимости накручивания портянки, получился максимальный размер в ширину и высоту по 70 мм, и не более 150 мм в длину с учётом всяких выступающих частей, типа кнопок и разъёмов.

Как оказалось, антенну весьма удобно навивать «восьмёркой» на этот же тубус, для полной икебаны и лаконичности носимого комплекта.

Сам цифровой модем похож на чемодан без ручки, с косплеем под покраску серой молотковой эмалью. Со стороны разъёмов мало что есть:

Морда минималистична, но всё необходимое можно натыкать кнопками.

Морда девайса для гармонирования с кнопками покрашена в чёрный цвет, что не особо заметно в изометрическом виде. Снизу добавлены дюралевые ножки с нарезанной в них резьбой. Если девайс потребуется вкорячить в манпак, ☺ для быстрого закрепления достаточно двух винтов.

Сразу хочется отметить, что при наличии ножек примерно сантиметровой высоты, динамику лучше быть на пузике девайса. Тогда динамик звучит совершенно иначе. Звук не уходит куда-то вверх, а доходит до оператора в полном спектре, как бы оператор ни располагался по отношению к девайсу.

Стоит предупредить, что паяный из стеклотекстолита корпус весьма не технологичен в изготовлении, и практиковать такие решения можно только в самом крайнем случае, когда других вариантов не осталось.

Категорически не рекомендуется к повторению.

Как бы то ни было, внутри такого или иного корпуса вполне комфортно располагается вся ранее рассмотренная начинка, соединяемая проводами, экранированными НЧ и коаксиальными ВЧ кабелями вот таким образом.

Ну и поскольку на данном этапе никаких затрат не понесено, потому как на корпус пошли обрезки стелотекстолита, можно подвести итог, во что нам это стало, и плавно перейти к тому, что мы с этого имеем.

Узел:	Сумма:
Плата логики (цифровая часть)	$15.88
Передатчик E-класса	$3.38
Супергетеродинный приёмник	$4.99
УНЧ (громкоговорящая приставка)	$0.99
Итого:	$25.24

§7.1 Испытания передатчика.

§7.1.1 Максимальная мощность модема.

В зависимости от того, что за аккумулятор будет использоваться в полевых условиях, диапазон питающих напряжений видится как 9-14 Вольт. Причём 9 Вольт - это абсолютный минимум для десятка «Энелупов», а в случае свинцово-кислотного аккумулятора разряжать такой нельзя ниже 10 Вольт.

В стационарных условиях подойдёт любой промышленный импульсный источник на 12 Вольт, или около того. Если он имеет не совсем подвальное китайское качество, приёмный тракт не будет зашумлён фатально.

Так, при питании от лабораторного источника (тоже импульсного, но там соблюдены хоть какие-то ГОСТы), через модем слышен ухом телеграфный сигнал с уровнем 0.14 µV. С китайским блоком питания слыхать только начиная с 0.3 µV, но, думается, этого тоже вполне достаточно.

При работе на эквивалент антенны в оговоренном диапазоне напряжения питания развивается такая мощность (график кликабелен):

С реальной антенной при 12 Вольтах получается никак не менее двух Ватт.
Передатчик проектировался с ориентиром именно на эту цифру. Всё ОК.

Максимальная мощность не менее 3 Ватт, но работать вблизи неё не стоит. Потому как в передатчике стоят три транзистора параллельно, но никто не поручится, что их характеристики идентичны. Чем больше мощность, тем тяжелее стахановцу, и это сведёт его в гроб.

Закон изменения выходной мощности от питающего напряжения близок к линейному, если мощность откладывать на логарифмической оси (для чего задействованы единицы dBm). Но можно нарисовать и в привычных Ваттах:

Если сравнивать любой из этих графиков с линейным усилителем мощности, работающим в аналогичном режиме, то там такой красоты не получится.

§7.1.2 Частотная дисперсия мощности.

Типовые измерения выходной мощности проводились на целевой частоте, близкой к 3.58 MHz. Если частоту поварьировать, икебаны мы не увидим:

Во всём диапазоне питающих напряжений выходная мощность в начале диапазона примерно на 15% больше, нежели всего-то на 200 kHz выше по частоте. А где-нибудь на 160-метровом «пионерском» диапазоне так и вовсе достигает почти что пяти Ватт.

Столь сильная зависимость расстраивает, однако для целевого применения девайса препятствием не является. Цифровые моды в пределах диапазона обычно кучно стоят по частоте, так что и эффект с картинки малозаметен.

Ну и антенно-фидерные системы типа диполя обычно отстраиваются строго на нужный участок диапазона, что, конечно, никак не мешает слушать весь диапазон. Но работа на передачу ведётся только в весьма узком участке.

§7.1.3 КПД передатчика E-класса.

Чтобы захватить максимально широкий диапазон варьирования мощности, будем менять напряжение питания передатчика от 5 до 15 Вольт. Да, это не штатный режим работы (ранее определённый как 9-14 Вольт), поэтому в USB разъём придётся подоткнуть питание, чтобы Ардуина и всё к ней подсоединённое смогли работать.

При этом надо понимать, что при 8 и более Вольт произойдёт переключение Ардуины с USB источника питания на высоковольтный. И потребляемый передатчиком ток надо считать корректно, с учётом этого момента.

Из этих соображений при подсчёте подводимой к передатчику мощности всегда берётся разность между током в режиме передачи, и током в режиме приёма, считающимся стационарным, так как никаких коммутаций по питанию при смене режима не производится.

Вычисленный таким образом КПД ведёт себя на первый взгляд странно:

Несмотря на максимальный КПД, считанный с аппроксимирующей кривой как 66%, транзисторы усилителя E-класса в районе одного Ватта греются сильнее всего. Наоборот, при мощности порядка 2-2.5 Ватт транзисторы ощутимо холоднее, но КПД там всего-то около 62%.

Очевидно, транзисторный каскад нельзя рассматривать изолированно от антенного фильтра, потому как на этом графике мы наблюдаем их суммарные потери. Скорее всего, в районе одного Ватта каскад производит на свет что-то весьма близкое к синусоиде, но греется. При большей мощности он переходит в ключевой режим, и греется меньше. Но высших гармоник в излучаемом спектре становится больше, они утилизируются в тепло антенным фильтром, с итоговым уменьшением общего КПД.

Ну и пара любопытных фактов, почерпнутых из измерений.

Конечно, приёмник от 5 Вольт работать не станет (минимально для штатной работы он потребует 9 Вольт), но в случае полного форс-мажора вместо 12 Вольт на разъём батареи можно подоткнуть 5 Вольт от USB разъёма компьютера, чего хватит для генерации ~150 mW мощности. Этого более чем достаточно для связи узкополосной «цифрой» с аналогичной шарманкой на расстояниях порядка 100 км «по проходу».

То, что КПД передатчика класса Е оказался более 60% при питании его от 5.5 до 14.5 Вольт, при соответствующей выходной мощности 0.4-3.4 Ватта, тоже интересно. У линейного усилителя мощности как-то всё поскромнее.

§7.1.4 Регулировка выходной мощности модема.

Обычно девайсы с усилителем мощности класса Е не способны произвольно варьировать выходную мощность, она у них меняется только симбатно с напряжением питания, как показано выше. Но в данном случае драйвер усилителя специально усложнён добавочным операционником и восемью детальками рассыпухи.

Вот к чему приводят такие излишества:

Режим «настройка», питание от 12 Вольт, без задействования компьютера. Напряжение на нагрузке фиксируется осциллографом, и пересчитывается в мощность, откладываемую по вертикальной оси графика. А изменяется она кнопками «меньше-больше» в режиме индикации мощности. Циферки с индикатора откладываются по горизонтальной оси.

С учётом погрешности считывания показаний со старинного осциллографа, мы видим пары значений, образующих добротную линейную зависимость. Какая мощность на индикаторе выставлена, та по факту в антенну и ушла.

Не сказать, чтобы без опции регулировки мощности никак не обойтись. При повторении девайса, скорее всего, драйвер будет упрощён на те самые 9 деталей. Однако местный автор любит эксперименты с QRPP, и для него важно иметь возможность двигаться по мощности в милливатты.

По крайней мере до 50-100 mW легко можно подвинуться.
Интересно, что при этом происходит с КПД передающего тракта:

При варьировании мощности методом регулировки сигнала возбуждения, усилитель класса E функционирует ещё менее эффективно, нежели при заниженном напряжении питания (мы видели, что в диапазоне 0.35-3.5 Ватт КПД был более 60%). Но регулировать мощность амплитудой сигнала возбуждения проще, потому как не нужен мощный линейный стабилизатор с малым падением напряжения. Такие есть, но они редкие и дорогие.

§7.1.5 Гармоники сигнала.

Методика контроля гармоник выбрана не самая лучшая, и может быть, даже спорная, но придумать удалось только вот такое.

1. Недалеко от эквивалента антенны передатчика, примерно в 10 см, размещается 10-см антенна, подключённая коаксиальным кабелем к качественному RTL-SDR донглу.

2. Донгл ставится под софт типа «SDRSharp», умеющий рисовать спектр в большом окошке произвольного размера. Вся автоматика, которая может заботиться о юзере (типа AGC), отключена.

3. После контроля отсутствия перегрузки по входу донгла, снимаются спектры на частотах, кратных основной. Тут она выбрана вблизи 3.6 MHz как целевая для данного девайса.

4. Разница в dB, подсмотренная на спектрах, пересчитывается в мощность соответствующей гармоники.

Сначала собственно спектры.
Режим настройки передатчика, на индикаторе 2.36 W:

Вторая гармоника:

Третья гармоника:

Дальше получаются какие-то доли mW, и это уже не интересно.

Табличка с цифрами:

№ гармоники:	dB со спектра:	dBc:	Мощность:
1	-25		~2.36 W
2	-55	-30	2.36 mW
3	-78	-53	0.01 mW

Фактически мы имеем только вторую гармонику, подавленную на 30 dB, то есть с мощностью 2-3 mW. На ближайшем SDR её возможно увидеть, только если очень сильно повезёт. Автору не повезло, не увидел.

Безусловно, такая методика даже не измерения, а оценки гармоник, весьма несовершенна, ибо базируется на допущении равномерности АЧХ донгла в широком диапазоне частот, а так же его неизменной чувствительности. Но за неимением лучшего варианта пусть будет так.

§7.1.6 Оценка качества модуляции.

Из самых общих соображений полагается воспользоваться радиотрассой подлиннее, и попробовать декодировать передачу девайса при разной мощности сигнала.

Дабы условия были как можно ближе к реальным, хорошо бы проделать это в сумерках, когда прохождение ещё толком не открылось, и сигнал сильно федингует. А тональные посылки даже слегка колбасит по частоте.

Лучше всего выбрать самую медленную моду, чтобы квадратики сигнала прописывались на «водопаде», и их можно было визуально оценить. OLIVIA 32/125 для этого подходит, более резвые моды не дадут чёткой картинки.

На радиотрассе в 270 км между узлами, роль одного из которых выполняет девайс, а второго - Web SDR, в самом крупном разрешении с реальной протяжённостью трассы через ионосферу порядка 500-900 км видим такое:

Детектирование возможно при мощности передачи в 50 и даже 10 mW, но сигнал лишь угадывается на «водопаде», а смотреть-то и не на что.

При избыточной мощности в Ватт и более, когда SNR возрастает вплоть до маскировки шумов эфира, визуально наблюдаемый сигнал становится более контрастным, и заметен переход от тона к тону. Это светлые горизонтальные размытые полоски, соединяющие яркие тональные посылки.

Насколько понимает ситуацию местный автор, такое поведение вообще свойственно синтезу FSK сигнала на рабочей частоте, и не наблюдается в классическом тракте со смесителем. Для декодирования оно несущественно (декодер реагирует на светлые квадратики, ожидаемые в частотной сетке и таймфреймах), но технология изготовления FSK сигнала «засвечивается».

Вероятно, имеет смысл усложнить ситуацию, и задействовать цифровую моду без коррекции ошибок. Например, THORµ. Если сигнал по какой-либо причине плох, искажён либо утерян, детектирования информации не будет.

Ну и Web SDR надо сразу взять подальше, не играясь в милливатты:

Все сигналы детектируются без ошибок. Верхний и нижний зафиксированы для мощностей, минимально возможных для THORµ на этих радиотрассах. Время суток не выгадывалось, лишь бы обе станции были в сумеречной или ночной зоне. Но замирания существенные, они буквально видны глазом.

В итоге ощутимой разницы с классическим передатчиком не замечено, так что качество модуляции достаточное, хотя сам сигнал имеет определённые огрехи. Это плата за простоту передающего тракта.

§7.1.7 Оценка достаточности мощности.

Местный автор по-дилетантски считает, что если качественный приёмник (чувствительностью заметно лучше µV), оснащённый хорошей антенной, слышит передатчик не далее одного скачка, состаляющего для диапазона 80 метров порядка 1500 км, но никак не более 2000 км, и такая ситуация уверенно воспроизводится при наличии прохождения, то для данных условий (мощность передатчика, частота, время года) сам передатчик смело можно классифицировать как QRP.

Имея ввиду решаемую задачу, а именно, организацию связи «цифрой» на тактических удалениях, хочется знать порог мощности, превышать который не стоит. «По области» хватает и Ватта, а дальше излучать не нужно.

Нам потребуется несколько SDR с хорошим чутьём и антеннами. Найти их проще через агрегаторы. websdr.org знают все, но там не полный список.

Для сибирского региона полезна карта rx.linkfanel.net
Она оборудована индикацией времени суток:

Пользоваться этой картой просто - находим SDR на удалении сильно больше 2000 км от себя, и двигаем часы компьютера так, чтобы ночная тень накрыла обе станции, как передающую, так и приёмную. С фиксированием времени, пригодного для сеанса связи.

На всплывающей подсказке отмечено, куда смотреть при выборе SDR. Там должна быть указана надёжная и проверенная временем антенна.

Обратите внимание на взаимное расположение станций - на карте им лучше находиться примерно по горизонтали. SDR в тропических странах, либо в южном полушарии, нам ничем не помогут. Еженочного прохождения до туда не будет.

Как уже стало ясно, местный автор выбрал контрольную станцию в 3600 км от себя. Туда гарантированно не дотянуться при односкачковом механизме распространения радиоволн.

Если поступать совсем уж по науке, можно с помощью сервиса voacap.com спрогнозировать радиотрассу. С привязкой к местному времени получаем:

NO14NU to PN78NK: 3571 km (80m, CW 5W, dipole 40m, Noise= -139 dBW).
Loc	01	02	03	04	05	06	07	08	09	10	11	12	13	14	15	16	17	18	19	20	21	22	23	24
Jan
Feb
Mar
Apr
May
Jun
Jul
Aug
Sep
Oct
Nov
Dec
Loc	01	02	03	04	05	06	07	08	09	10	11	12	13	14	15	16	17	18	19	20	21	22	23	24

0%

10%

20%

30%

40%

50%

60%

70%

80%

90%

100%

И действительно, с наступлением сумерек дистанция в 3600 км пробивается тремя ваттами ежедневно. В случае цифровой моды OLIVIA 32/125, уровень сигнала в месте приёма составляет около -8 dB по измерителю FLDIGI. Выглядит это невнятно, но стопроцентно декодируется:

Для сравнения ниже показан водопад односкачковой, но тоже протяжённой радиотрассы, пролегающей ровно в том же направлении. Приём лучше при вдесятеро меньшей мощности. Но и там и там замирания глубокие.

Самый нижний «водопад» характеризует односкачковую трассу на запад. При тех же ~300 mW мы наблюдаем фактически то же самое - связь есть одинаковой мощностью на соизмеримых расстояниях.

Если уйти ещё дальше на запад, за один скачок, то расстояния в 2500-2700 км перекрываются. Но по местному времени это уже глубокая ночь, что к подробным изысканиям не сподвигает.

После некоторого периода экспериментирования возникло понимание, что на дистанциях до тысячи км или чуть больше, «по проходу» достаточно одного Ватта. Если приёмник недостаточно хорош, то двух. При мощностях от 2.5-3 Ватт излучение передатчика вполне может уйти на второй скачок.

Таким образом, мощность передатчика модема даже немного избыточна, но её всегда можно уменьшить до необходимой, если собирать драйвер по предлагаемой схеме. При изъятии цепей регулировки с целью упрощения конструкции, такой возможности не будет.

§7.2 Испытания приёмного тракта.

§7.2.1 Качество селекции USB/LSB.

Пришла пора оценить качество кварцевого SSB фильтра. Мы уже знаем про разную крутизну скатов, но в цифрах эту разницу ещё не смотрели.

Смысл того, что мы сейчас проверяем:

Регламент радиосвязи, применяемый в том числе и к радиолюбительской технике, предписывают давить сигнал «по ту сторону» опорной частоты не менее чем на 60 dB. Как при приёме, так и при передаче.

Возможна путаница в терминологии, но в данном случае это подавление зеркального канала по второму смесителю. Есть ещё зеркальный канал по первому смесителю, но это уже совершенно другое.

То есть сейчас мы фактически тестируем крутизну скатов кварцевого фильтра за пределами его полосы пропускания. Там, где соседний канал.

Методика пусть будет самой простой и потому понятной:

1. Для сигнала достаточно малого уровня (пусть он будет 1 µV) и такой частоты, чтобы с учётом выбранной полосы (LSB/USB) результирующий звуковой сигнал на выходе приёмника имел заданную частоту F, замеряется его амплитуда на выходе приёмника с хорошей точностью. Лучше всего спектрально.

2. Затем частота радиочастотного сигнала смещается на 2F для ухода в «зеркальный» канал - тем самым сигнал становится помехой.

   Уровень помехи подбирается таким, чтобы на выходе приёмника мог наблюдаться сигнал с частотой F и той же самой амплитуды, что и от полезного сигнала.

3. Соотношение уровней помехи и полезного сигнала даст избирательность по зеркальному каналу для данной частоты манипуляции F.

Результат на графике:

Физически это «хвосты» кривой селективности кварцевого фильтра (левый LSB и правый USB), отстоящие на указанное число Hz от «опоры». Для QER фильтра восьмого порядка синяя линия справа асимптотически стремится к -70 dB или чуть ниже, что не потрясает воображение, но и не является плохим результатом. Зелёная линия демонстрирует уход в «бесконечное» подавление, но потом, где-то далеко справа, она тоже вернётся к -70 dB.

Таким образом, формально мы можем констатировать, что при работе верхней боковой полосой, практикуемой при цифровых видах связи, с частотой манипуляции от 470 Hz и выше, заведомо достигается подавление зеркального канала не менее 60 dB.

Ежели вдруг по какой-то причине, например, из-за помеховой обстановки, придётся проводить связь нижней боковой полосой, но с инверсией спектра в связном софте, частоту манипуляции нужно выставлять более 700 Hz.

Чтобы не путаться, можно просто вставать центральной частотой на отметку 1 kHz «водопада» связного софта, где необходимое подавление зеркального канала по второму смесителю точно будет.

А теперь оторвёмся, взяв в руки помеху уровнем S9+50 dB.
Что составляет целых 15.83 mVrms.

Если частоту настройки обозначить как F, и предположить, что манипуляция происходит в районе 1 kHz по звуковой частоте, то зеркальный канал для USB будет в F+1 kHz, а для LSB F-1 kHz.

Пусть также будет соседний канал, соответственно ниже/выше частоты настройки, и в этом канале наблюдается жизнь на частоте манипуляции 1 kHz. Частота для USB составит F-4 kHz, для LSB F+4 kHz. Соседний канал с другой стороны мы смотреть не будем, потому как у зеркального канала более жёсткие условия.

Спектры со всем этим делом для USB:

В любом из случаев происходит зашумление канала (до 2.6 kHz) примерно на 10 dB, а спура от зеркального канала по амплитуде соответствует уровню сигнала 0.4 µV, если этот сигнал отсчитывать от шумовой дорожки (пик синего цвета в районе kHz).

Учитывая, что с подоткнутой антенной шумовая дорожка не опускается ниже горизонтали -40 dB, фактически помеха S9+50 dB в зеркальном и соседнем каналах не мешает приёму ничуть.

Несколько иначе будет в LSB:

Помеха S9+50 dB в зеркальном канале видна как сигнал уровнем 4 µV в полосе пропускания, но не зашумляет канал. Помеха в соседнем канале ниже по частоте канал зашумляет, но опять-таки до уровня шума эфира.

Динамический диапазон по блокированю сильным внеполосным сигналом должен быть весьма неплох, хотя замерить его нечем (нет двухчастотного генератора, умеющего гудеть на два голоса в один разъём). Можно лишь оценить на уровне ощущений, что получилось.

Для режима USB получилось очень даже неплохо.
Пассивный тракт до фильтра основной селекции себя оправдал.

§7.2.2 Рабочий диапазон частот.

Девайс не имеет диапазонного полосового фильтра, дабы была возможность выйти за границы диапазона 80 метров. Интересно, как далеко можно зайти, и какова там будет реальная чувствительность.

Проверяется это так.

На ГСС, подключенному к девайсу через аттенюатор, на целевой частоте 3.6 MHz выставляется такой уровень сигнала, чтобы на вход приёмника поступил 1 µVrms. Сигнал должен быть ниже порога срабатывания АРУ.

Звук с выхода девайса оцифровывается встроенной в него звуковой картой, и наблюдается утилитой «Spectrum Scope» опять-таки целевого связного софта FLDIGI. Вершина пика точно попала на горизонталь -20 dB.

Далее ГСС прогоняется по частоте (к сожалению, его предельная частота всего 5 MHz), с корректировкой амплитуды сигнала таким образом, чтобы FLDIGI увидел уровень -20 dB. Амплитуда сигнала на входе приёмника в единицах µVrms и будет чувствительностью девайса на данной частоте:

Если смотреть на аппроксимирующую кривую, чётко виден горизонтальный участок в районе 3.5-4.3 MHz. Выше по частоте начинает работать антенный фильтр. А ниже чутьё завалено трансформаторами на входе приёмного тракта, содержащими немного витков.

Неравномерность частотной характеристики обычно фиксируют по уровню -6 dB, что тут соответствует 2 µVrms. Формально получается участок 2.5-5.2 MHz. Но фактически диапазон рабочих частот видится от 1 MHz до где-нибудь 5.5 MHz, просто на краях диапазона чувствительность будет 3 µV.

Если сместиться ещё выше, вплоть до 40-метрового диапазона, можно даже наблюдать сигналы FT8. Но чувствительность там уже будет неподобающая. Расчёт даёт величину порядка 18 µVrms.

В авторском варианте файл настроек скетча упоминает рабочий диапазон как 2.5-6.2 MHz. Что охватывает радиовещательные диапазоны 90, 75, 60, 49 метров, хулиганский 95 метров, всё с приёмом АМ в «нулевых биениях». В промежутках между радиовещанием сыщется всякое разное в USB. Ну и собственно целевой диапазон 80 метров с наилучшей чувствительностью.

§7.2.3 Уровень эфирного шума.

Считается правильным, когда при подключении антенны шумы приёмника возрастают на 15-20 dB. Вот что получилось по спектральным измерениям:

Как-то так оно и вышло. Хотя шум эфира - это ещё и индустриальная грязь, которой тут непонятно сколько.

Можно подойти к вопросу иначе.

Связной софт обычно оснащается индикатором входного звукового сигнала, проградуированным в dB. Если отрегулировать усиление звуковой карты девайса так, чтобы с подоткнутой антенной этот индикатор не краснел, типично он показывает 71 dB. При выдёргивании антенны - 54 dB. Разницу в эти 17 dB мы примерно и видим на рисунке.

С уровнем сигнала, подводимого к звуковой карте, тоже всё нормально. Для разного связного софта движок регулятора микрофонного входа ставится в положение от ½ до ¼ всей шкалы. Вроде бы усиление тракта получилось избыточным, но при выезде на природу регулировка уйдёт на максимум.

Ну и раз уж заговорили о шумовых спектрах.

При приёме шумов эфира неравномерность АЧХ тракта просматривается весьма утрированно. Там, где на микровольтном сигнале замерится почти прямая линия, на шумовом спектре будет нечто шибко волнистое. Связной софт типа WSJT-X даже позволяет наблюдать «reference spectrum», снятый на пустом участке эфира:

Здесь красная кривая соответствует USB режиму, синяя - LSB.

Очевидно, что узкополосная «цифра» будет прекрасно себя чувствовать на участках 500±250 Hz (что обычно и практикуется) и 1500±300 Hz (WSPR). Как-то само собой так получилось, АЧХ кварцевого фильтра там плоская.

§7.2.4 Стабильность частоты настройки.

В этом параграфе мы фактически исследуем качество китайского модуля SI5351, работающего как на приём, так и на передачу. От режима работы стабильность выдаваемых модулем частот не зависит, но измерения намного удобнее проводить в режиме приёма.

В связи с чем сперва надо научиться правильно осуществлять эфирную калибровку синтезатора частоты по сигналам станций, которые могут быть двух видов.

§7.2.4.1 Калибровка по эталонным станциям.

Большим подспорьем служат радиостанции точного времени и частоты, которые мы для краткости будем называть эталонными. Подойдёт любая из списка. Причём продвинутый связной софт даже несёт на борту удобные утилиты для поверки частоты аппарата по станциям из «Приложения 5». Если ни одна из прошитых в софт эталонных станций в данной местности не слышна, как правило, всегда есть возможность корректировки списка для добавления той, что слышна.

Например, WSJT-X, как и другие программы этой ветки, позволяет выбирать эталонную станцию из своего списка, с постановкой приёмника через CAT-интерфейс на 1.5 kHz ниже по частоте, и с наблюдением станции в точке 1.5 kHz на водопаде. Более того, даже имеется встроенная утилита для циклического обхода этого списка.

Как мы уже выяснили, у нас есть возможность слушать частоты в районе 5 MHz. Приёмник дотягивается до этой станции, расположенной где-то в Китае, её прекрасно слышно с SNR 35-40 dB. Есть даже минутные пики для синхронизации часов при работы в таймфреймах (а это все самые модные виды цифровой связи).

Отечественные эталонные станции тоже принимаются громко, но с ними неудобно работать из-за затейливого цикла, допускающего длительные периоды молчания в эфире, а так же периодическое излучение жужжания, совершенно непригодного для синхронизации частоты в этот момент. Вряд ли кто согласится постигать столь сложный цикл работы.

В столбце DF лога должно быть что-то максимально близкое к нулю. Это достигается подбором калибровочного коэффициента для SI5351 на экране девайса - будучи предварительно выставленным по приборам, он не всегда имеет правильное значение. Сами-то приборы тоже надо калибровать. А тут у нас прямое сопоставление частот, и ошибиться просто негде.

§7.2.4.2 Калибровка по вещательным станциям.

Если станции эталонного времени и частоты недоступны, можно их заменить радиовещательными, поступив строго по аналогии.

На прилегающем диапазоне 90 метров, скорее всего, в наших широтах будет пустота. А вот на 75-метровом диапазоне и выше по частоте (60, 49, 41 м) уже есть жизнь.

Поскольку радиовещание ведётся в 5 kHz сетке, причём станции стоят на частоте весьма точно, этим можно воспользоваться. Ведь у АМ станций есть несущая, которую мы можем принять в USB или LSB режиме как тональник.

Для этого достаточно настроиться на любую радиовещательную станцию в USB режиме, и услышать более-менее разборчивую речь при «нулевых биениях». А затем отстроиться на kHz ниже. Тогда на «водопаде» FLDIGI будет примерно вот такое:

Настройками «водопада» лучше задавить несущую в районе 1 kHz, чтобы она едва просматривалась, а потому имела минимальную ширину. Тогда курсор настройки легче поставить строго по центру несущей.

Окошечко ниже покажет сдвиг - в примере он равен 11 Hz.
Настройками калибровки этот сдвиг следует устранить.

§7.2.4.3 Выбег частоты при включении.

Эффекту прогрева подвержены любые кварцевые генераторы, если в них не задействована термокомпенсация. Чем выше частота кварца, тем больше выбег частоты в Герцах. Учитывая, что в синтезаторе кварц на 25 MHz, то есть довольно высокочастотный, от него можно ожидать нехорошего.

Действительно, если снять лог контроля частоты по эталонной станции, создаваемый связным софтом WSJT-X, в графическом виде он выглядит так:

Через полчаса после включения девайса частота его настройки сместилась вверх почти на 15 Hz. Это довольно много.

Выводов два:

1. Ставить в сетку девайс можно только после основательного прогрева.
   Но и тогда килогерцовая сетка всё равно не будет прибитой гвоздями.

2. Дрейф частоты на пару Герц в минуту не фатален для цифровых видов связи, и не будет препятствием. Но то, что модуль Si5351 для серьёзных применений придётся чуть ли не термостатировать целиком, теперь вполне очевидно. Модуль по рассматриваемому параметру так себе.

§7.2.5 Чувствительность приёмного тракта.

Сама по себе цифра чувствительности в µV служит лишь ориентиром, замером чего-либо «в попугаях». Есть куча других параметров приёмного тракта, определяющих его поведение в реальных эфирных условиях. Что особенно актуально для супергетеродинных приёмников.

Поэтому реальную чувствительность придётся оценивать комплексно.
Естественно, сперва сделаем это формально.

§7.2.5.1 Инструментальные измерения.

Есть несколько методик оценки чувствительности приёмника, но, вероятно, самая корректная и наукообразная конспективно изложена тут.

Учитывая нехорошую тенденцию потери связанности Сети и исчезновения сайтов в никуда, воспроизведём предложенную выше методику по шагам, сопроводив реальными цифрами замеров:

1. Вместо динамика к девайсу подключается 50 Ω резистор.
   Это необходимо, чтобы оперировать единицами dBm без пересчёта.

   Бывают динамики с сопротивлением, близким к 50 Ω, в связи с чем возникает мысль просто подоткнуть измерительный прибор прямо к динамику. Мысль не хороша, потому как на звуковых частотах импеданс уже не будет 50 Ω, причём зависимость от частоты звука тоже имеет место быть, но вот учесть её сложно. Лучше так не делать.

2. В антенный вход девайса подключается ГСС. В данном случае через аттенюатор -80 dB с 50 Ω выходом, поэтому вход приёмника согласован с источником сигнала, и фактически подключен к 50 Ω резистору внутри аттенюатора.

   Если аттенюатора нет, полагается подводить сигнал через эквивалент нагрузки. Однако, учитывая минимальное напряжение ГСС где-нибудь в районе mV, серьёзных измерений так не провести, аттенюатор нужен.

3. С генератора подаётся сигнал такого уровня, чтобы система АРУ ещё не срабатывала, но вместе с тем уровень сигнала на выходе приёмника надёжно фиксировался, например, подключенным туда осциллографом.

   Удобно взять входной сигнал равным 1 µV.
   Здесь и далее все значения в RMS, если не указано иное.

4. Усиление звукового тракта выставляется максимальным, либо близким к нему. В данном случае оно на пару dB меньше максимального, чтобы на выходе приёмника получилось ровно 1 Vpp, что удобно зафиксировать по рискам на экране осциллографа.

   В единицах RMS это будет 353 mV.

5. Усиление тракта на малом сигнале: 353 [mV] / 1 [µV] = 110.96 [dB]
   Все значения будем округлять до сотых долей.

6. Если теперь входной сигнал отключить, осциллограф увидит 300 mVpp шумов, или 106 mV после пересчёта в RMS.

7. Ширину полосы пропускания возьмём как 2200 Hz.
   Она действительно получилась на 200 Hz уже стандартной.

8. Рассчитаем уровень шума на входе идеального приемника.
   -174 [dBm] +10*lg(2200) = -174 [dBm] + 33.42 [dB] = -140.58 [dBm]

   Теперь учтём усиление в 110.96 dB:
   -140.58 [dBm] + 110.96 [dB] = -29.62 [dBm], или 7.387 [mV]

9. Коэффициент шума реального приёмника по сравнению с идеальным:
   Кш = 106 [mV] / 7.387 [mV] = 14.35 раза, или 23.14 [dB]

   Следует заметить, что фирменная аппаратура по аналогичным замерам шумит где-то на 11-12 dB, то есть в 4 раза меньше. Вероятно, и себестоимость приёмника там далеко не $5, так что сильно удивиться мы не должны. Если где-то экономим, то чем-то за это заплатим.

10. Реальная пороговая мощность шума на входе:
    Рш.вх = -174 [dBm] + 23.14 [dB] + 33.42 [dB] = -117.44 [dBm]

    Это эквивалентно 0.3 µV по параметру «чувствительность, ограниченная шумами», и сигнал такого уровня ясно и чётко рисуется на «водопаде» связного софта типа FLDIGI. Потому как при пороге детектирования на 15-20 dB ниже уровня шумов для низкободовых узкополосных режимов, это сигнал ломового уровня.

11. Теперь, если мы говорим о чувствительности по стандарту 10 dB SINAD, то к полученному значению надо прибавить 10 dB.

    Искомое значение -107.44 dBm соответствуют 0.95 µV.

Если испытывать тракт на сигнале чуть большей амплитуды, например, 2 µV, когда система АРУ уже начинает задавливать усиление тракта, результат получается хуже (1.25 µV). Поэтому при такого рода измерениях надо чётко себе представлять режимы работы, особенно если возможность управления системой АРУ отсутствует.

Тем не менее, чувствительность в стандарте 10 dB SINAD найдена как 1 µV.

Совсем простой вариант оценки чувствительности:

1. Подключение к источнику сигнала и к нагрузке такое же.
   Нагрузка по выходу не обязательно должна быть 50 Ω

2. Замер уровня шумов осциллографом при усилении тракта, близком к максимальному, дал нам 300 mVpp.

3. Уровень сигнала с выхода приёмника на 10 dB больше соответствует примерно 950 mVpp, что достигается подачей ему на вход сигнала с подбираемым уровнем. Но чуть ранее мы уже обнаружили, что на выходе приёмника получается 1 Vpp ровно при 1 µV на входе.

4. Стало быть, и чутьё тракта чуть лучше, чем 1 µV при SINAD 10 dB.

Можно промериться спектральными методами, но получится то же самое.

Если же иметь ввиду работу цифровыми модами, то чувствительность в стандарте SINAD не имеет особого значения. Нам не нужно слушать ухом звуки на фоне шумов. Но раз уж принято измерять чувствительность в таком стандарте, мы её именно так и определили.

§7.2.5.2 Оценка чувствительности на глаз.

Если в вечернее время на местном Web SDR пройтись между 60-метровыми радиовещательным и радиолюбительским диапазонами, там будет много маркеров и всяких непонятных станций. Их ещё больше промеж 75- и 60-метровыми радиовещательными диапазонами.

Далее простой и понятный метод сравнения двух приёмников покажет, что любая станция, визуально заметная на Web SDR, обычно принимается и на девайс. Некое различие всегда будет, так как Web SDR живёт не прямо вот здесь рядом, и слышит чуть другой эфир. Причём немного получше, ему не мешает антенный фильтр передатчика, зарезающий частоты выше рабочих.

Поэтому стоит подобрать маркер поближе к целевому диапазону. Лучше это сделать с низкочастотной стороны, для которой кривая чувствительности точно известна. Вполне подойдёт станция эталонной частоты, проявляющая себя обычной немодулированной несущей на частоте 2.500 MHz.

По идее, теперь надо смотреть пик от несущей на спектрах, снятых с разных приёмников, замерять его линейкой, и как-то сопоставлять. Но из этого заведомо ничего не получится, потому как мы не в лаборатории. Станция-то далеко, и сигнал от неё отчаянно федингует. Какие именно циферки брать?

Чтобы не оперировать данными, вызывающими сомнение, доверим софту «SpectraPLUS» писать в лог значение параметра SNR. Обмен рапортами о приёме в единицах, по смыслу наиболее близких к SNR, предусмотрен стеком протоколов FT-JT, и не будет кощунством поступить так же.

Такие зависимости для модема и весьма хорошего SDR с антенной в чистом поле (квадрат NO14TH, это поблизости) зафиксированы перед наступлением сумерек, когда прохождение до «эталонной» станции только появляется:

Интересно, что присутствие эталонной станции становится заметным сперва на модеме, и только потом на SDR. Это возможно объяснить разными типами антенн, потому как расстояние до SDR менее 70 км. Для КВ это ни о чём.

Если отсчитать клеточки по вертикали, разница в SNR составляет 5-6 dB, а позднее доходит до 10 dB и даже больше. Всё верно, чувствительность SDR в разы лучше. Потому как модем на 2.5 MHz, далеко в стороне от своего целевого диапазона, ранее показал чувствительность в 2 µVrms.

С другой стороны от целевого диапазона неплохо слышен «Buzzer».

Но если не уходить так далеко в сторону, прямо на 80-метровом диапазоне сыщутся надёжные маркеры The Pip и Squeaky Wheel. Автор живёт у чёрта на куличках, от него до этих станций больше 3000 км, так что они вполне подходят для тестирования приёмника - либо станции слышно, либо нет.

«Squeaky Wheel» оборудовано маркерои, периодически морзянящим разное. Станция принимается хорошо, причём даже средь бела дня:

С другой стороны, всё это богатство маркеров номерных станций оперирует киловаттами. Проверка по слышимости любителей более корректна.

§7.2.5.3 Эфирная оценка чувствительности.

Вряд ли стоит ориентироваться на SSB участок, потому как в местной локации принято подтрунивать над теми, кто не кладёт стрелку S-метра. Советами посмотреть, не упала ли антенна, и т.п. То есть тут тоже речь идёт о чём-то близком к киловатту, и такое нам полезно быть не может.

Надо двигаться к более целевым видам связи.

Наверное, не придумать ничего проще, чем оставить девайс на ночь для мониторинга модного сейчас FT8. Всё услышанное пишется в лог, который затем можно вдумчиво изучить, сделав вывод, хорош ли приёмник.

Частота пусть будет USB 3.573 MHz, софт WSJTZ, версия 2.2.1, mod-0.44.
Во время прохождения этот кусок эфира из далёкой Сибири выглядит так:

Изучать накопленный лог не особо удобно, так что имеет смысл написать парсер, создающий хоть как-то структурированный отчёт.

Пускай отчёт будет в виде таблицы с информацией по слышимости станций. При расчёте длины радиотрассы до станции её четырёхзначный локатор дополняется справа символами LL, чтобы вести отсчёт от центра квадрата. Свой QTH изначально правильный, шестизначный.

Есть три примера ночного бдения девайса: Log1, Log2 и Log3

В отчётах регулярно появляются позывные с дробью R, работающие с океана. Что символизирует /R, автор не ведает. Но дистанции до таких корабликов впечатляют, если только это не глюк софта.

Итоговая таблица отсортирована по квадратам, и в целом она про тысячи км дистанции, кроме местных корреспонденов из MO и NO. Приёмный тракт достаточно хорош, раз слышит такое.

§7.2.5.4 Сравнительная оценка чувствительности.

Ежели некий инструмент для оценки нужного параметра найден, да ещё и показывает воспроизводимый результат, интересно сравнить его показания с таковыми для образцового приёмника, но заведомо лучшего качества. Далее выяснить список одновременно принимаемых станций, и посмотреть на уровни их приёма для разных QTH локаторов.

Из постулата «владелец импортного трансивера шарманку изобретать не станет» уже понятно, что образцовым приёмником может быть только web SDR. Правда, не какой попало, а лишь допускающий длительную работу без периодического переподключения, повсеместно практикуемого. Ближайший правильный SDR сыскался лишь в 300 км, но зато он наилучший в округе.

Сперва сравниваем на «водопадах» уровень эталонного сигнала, в качестве которого удобно взять маркер ЗАС военных, имеющих обыкновение ставить свою слот-машину где ни попадя. В том числе и прямо в канал FT8.

Слева приём цифровым модемом, справа - через Web SDR:

Спуры маркера для связного софта выглядят примерно одинаковыми по мощности, но на Web SDR они какие-то погнутые. Действительно, сетка настройки чуть нестабильна, и это может помешать детектированию FT8.

Тем не менее, оба лога получены, их можно сопоставить: Log4+5
В таблице «Log1» снят с девайса, «Log2» с образцового приёмника.

В своём отчёте парсер выделяет красным цветом позывные, принятые обоими приёмниками, а так же среднее арифмитическое от уровня приёма каждой такой станции по каждому приёмнику. Если станция наблюдалась более десяти раз, для неё уже начинает работать статистика, пригодная для численного сравнения чувствительности приёмников.

Результат такой деятельности указывается под таблицей.
Наш девайс проиграл по чувствительности SDR-у на 8 dB.

Это похоже на правду. При измеренной чувствительности девайса как 1 µV, чувствительность на 8 dB лучше составляет величину 0.4 µV. Чуть ранее автор специально оценивал чутьё конкретно этого SDR как весьма близкое к 0.3 µV, так что всё сходится.

Тем не менее, из Сибири в 80-метровом диапазоне, не очень подходящим для дальней связи, девайс слышит от Японии до Нидерландов. Учитывая, что Web SDR ночью по какой-то причине всё-таки отрубился, а девайс продолжил бдеть, судя по дальнейшему куску лога Log4a, принимается вообще вся Европа.

§7.2.5.5 Что ограничивает чувствительность.

Возможно указать на три очевидных момента.

1. Малая высота подвеса антенны всего-то в 3 метра, ибо от неё хотелось зенитного излучения. При многоскачковом приёме, наоборот, стремятся прижать диаграмму направленности антенны к горизонту. Так что с правильной антенной результат мог бы быть лучше.

2. Коэффициент шума приёмника уступает фирменному трансиверу 12 dB, что заметно оганичивает возможность приёма слабых сигналов.

3. Всё-таки Ардуина ощутимо зашумляет приёмный тракт.
   Надо научиться погружать её в сон.

Хотя тесты приёма «на даль» - это хорошо, но, с другой стороны, девайс создавался для надёжной местной зенитной связи, и в таком качестве его бы и надо испытать.

§7.2.5.6 Практическая связь на 200 км.

Столь полезным для всякой партизанской радиосвязи видом модуляции, как OLIVIA, сегоня мало кто работает. А в низкободовых её версиях так и вовсе никто. Но радиолюбители народ отзывчивый, и благодаря Роману из Белово эксперимент состоялся.

Сетап такой.

Со стороны местного автора использовалась самодельная антенна, висящая весьма низко, по-походному (высота подвеса 3-4 метра). Согласно вот этому графику, её эквивалентное активное сопротивление составило всего 37 Ω, что весьма далеко от идеала. Индикатор передатчика показал 3 Ватта.

Со стороны радиолюбителя минимально возможная мощность трансивера 5 Ватт, но антенна отстроена на SSB участок. На частотах цифровых мод её КСВ равен двойке, а эквивалентное активное сопротивление 80 Ω. Скорее всего, трансивер честно отдавал эти 5 Ватт даже в такую антенну, потому как по ощущениям, они там были. Все, до последней копейки.

Сама антенна рамочного типа, и по обыкновению, смотрит в горизонт. В наших краях рамки ориентируют на запад, то есть по азимуту 275°. Но направление радиотрассы 290° близко к этому, так что тут подвоха нет.

Расстояние в 200 км довольно скромное, поэтому тестирование проводилось хоть и ближе к вечеру, но в светлое время суток, задолго до сумерек. Для цифры сигнал 5-Ваттного передатчика с полноразмерной антенны достигал ломового уровня, и для OLIVIA 16/125 автор наблюдал его таким:

Более стандартная мода OLIVIA 8/125:

Рапорт о SNR приводится в нижней строке.

Модификации моды 4/125 и 2/125 тоже опробованы, они проходят в обе стороны. Но на «водопаде» тоновые посылки полностью размазываются в непроглядную вьюгу, и наблюдать на картинках нечего.

В данном параграфе фактически мы тестировали возможность приёмника цифрового модема принимать маломощный сигнал с однотипного аппарата, находящегося на интересующей нас дистанции и в реальных условиях.

Очевидно, замена монументальной радиолюбительской антенны на верёвку, прокинутую по кустам, сохранит возможность связи. Даже можно уменьшить мощность - её тут явно с запасом. По всему выходит, связь с точно таким же модемом и в походных условиях вполне возможна, приёмник позволяет.

§7.2.6 Поражённые точки.

Хотя в самом начале, ещё при выборе значения ПЧ, мы честно посчитали, при какой именно ПЧ поражённых точек не будет, в действительности всё не так, как на самом деле.

В расчётах присутствуют сигнал и два гетеродина. Но гетеродинов больше. Визуально мы видим кварцы 25 MHz в синтезаторе, 16 MHz на плате Ардуины, и 12 MHz во встроенной звуковой карте. Если кто-то надеется, что экранировка платы логики не позволит приёмнику услышать весь зоопарк комбинационных помех, то это пустые надежды.

Поэтому в дневное время, когда 80-метровый диапазон пуст, проходимся по нему с шагом в 1 kHz при подоткнутой антенне. Два раза, в LSB и USB режимах.

Утилита «Spectrum Scope» FLGIGI позволит увидеть спуры над шумовой дорожкой АЧХ тракта. Рассматривать спуры в подробностях удобнее всего при отключенной антенне, когда шумовая дорожка данного связного софта опускается на 20-30 dB. Поражённых каналов приёма получилось четыре:

3.596 MHz USB ~2 µVrms

3.671 MHz USB ~5 µVrms

3.729 MHz USB, спур много, самая мощная ~5 µVrms

3.773 MHz LSB ~5 µVrms

Единственная частота, которая расстраивает, 3.596 MHz USB (там разрешено работать цифрой). В SSB участке с USB делать нечего, вторая и третья поражённые точки нас не волнуют. В LSB только одна поражённая точка, хоть и на краю диапазона, где обычно никого нет.

Всё, что при отключенной антенне не высовывается за верхнее деление сетки, при подключении антенны даже и не проявляет себя. «Водопад» под спектром этот момент прояснит наглядно:

Назовём такие спуры латентными. Они как тот суслик - их не видно, но они есть. И в довольно существенном количестве (16 штук).

Дабы понимать, каких из них не актуальны, поделим 80-метровый диапазон на две части, в соответствии с принятой там боковой полосой излучения. Обычно весь телеграф и любая цифра практикуют USB, а выше 3.6 MHz появляются голоса в LSB.

Спуры, которые встречаются только в USB режиме, актуальны для USB участка. То же можно сказать про LSB спуры. Когда так случается, частоты в табличке подсвечиваются лимонным цветом фона:

USB	LSB
3.596	3.508 3.510 3.527 3.568
3.610 3.611 3.623 3.671 3.711 3.729 3.767	3.604 3.613 3.614 3.624 3.655 3.705 3.716 3.773

Частота настройки, указанная красным цветом, поражена всегда. Мощность комбинационной помехи доходит до 5 µV, а это много. Латентные спуры чёрного цвета на фоне эфира никак себя не проявляют.

Так, в локации автора, любители собираются на 3.563 MHz и в соседних каналах. При прослушивании этих частот их «поражённость» совершенно не заметна не только на слух, но и при разглядывании спектра в софте для цифровых видов связи, как раз и созданного для наблюдения эволюции несущей по частоте.

Итого по факту высокие технологии в блоке логики загадили SSB каналы 3.596 MHz USB и 3.773 MHz LSB, если придерживаться распределения видов излучения, принятого в диапазоне.

§7.2.7 Излучение гетеродинов в антенну.

Соблюдём этот древний и бессмысленный ритуал, и таки оценим сабж.

Мерить сигнал гетеродинов приёмника станем RTL-SDR донглом, напрямую подключенным к антенному гнезду девайса. Донгл заодно будет служить эквивалентом нагрузки.

Проще всего обнаружить сигнал BFO - для режимов USB и LSB его частота известна. Сигнал на антенном гнезде фиксируется как 2 µVrms. Значение верное, поверено калибровкой по ГСС.

Сигнал VFO на целевой частоте девайса на 30 dB больше, 63 µVrms. Точно сверить его амплитуду по ГСС не получается, потому как ГСС на таких частотах уже не работает. Приходится надеяться на калибровку донгла.

Правда, уровень сигнала в единицах µVrms ни о чём не говорит, поэтому, предполагая, что в антенное гнездо девайса будет подключена 50-омная антенна, посчитаем мощность для этого импеданса. Получается так:

1. BFO ⇒ 8*10^-14 Ватт
2. VFO ⇒ 8*10^-11 Ватт

Излучение BFO в антенну даже теоретически необнаружимо, тут не о чем говорить, а вот мощность излучения VFO составляет 80 пикоВатт. Округлим в большую сторону до 0.1 nW, чтобы получилась минус десятая степень.

По предыдущим экспериментам мы уже знаем, что иногда случается чудо, и в пределах до 300 км возможна связь зенитным излучением с мощностью несколько mW (это минус 3 степень). Само собой, потребуется узкополосная цифровая мода, да ещё и очень медленная.

При уменьшении мощности ещё на 7 порядков нет вообще никаких шансов кому-то реально помешать излучением своего гетеродина. Но, если подойти с приёмником вплотную к кабелю антенны, либо встать прямо под ней, гетеродин услышится. Если приёмник неплох.

§7.3 Характеристики модема.

Сведём всё намеренное в единую табличку:

Параметр:	Значение:
Частотный диапазон:	3.5-3.8 MHz.
Возможность работы за диапазоном:	Да, через CAT-интерфейс.
Режим работы:	Однополосный, LSB и USB
Виды модуляции приём / передача: Только на приём:	DigiMods, CW Голос LSB / USB
Диапазон питающего напряжения:	9-14 V
Энергопотребление при питании 12 Вольт, - приём c шумом эфира в динамике: - передача при выключенном самоконтроле:	~140 mA ~460 mA
Выбег частоты за 10 минут прогрева:	+10 Hz
Приёмник:
Энергопотребление при питании 12 Вольт:	~30 mA (только приёмник)
Чувствительность 10 dB SINAD:	Лучше 1 µVrms на 80 метрах.
Полоса пропускания по ПЧ:	2200 Hz по уровню -3 dB
Уровень собственных шумов:	~23 dB
Подавление зеркального канала при частоте манипуляции 700 Hz и более:	LSB >60 dB USB >75 dB
Динамический диапазон:	0.2 µVrms - 10 mVrms, 94 dB
Неравномерность АРУ S9~S9+40 dB	не более 2 dB
Максимальная амплитуда выходного сигнала, - подводимая ко входу звуковой карты: - на 50 Ω динамике:	200 mVpp 3.5 Vpp
Диапазон регулировки громкости динамика:	79 dB, но достаточно 40 dB
Передатчик. Нагрузка при всех измерениях 50 Ω
Энергопотребление при питании 12 Вольт:	~320 mA (только передатчик)
Выходная мощность при питании 12 Вольт:	~2.4 Ватта
КПД передатчика при 12 Вольт ⇒ 2.4 Ватт:	~62 %
Выходная мощность при напряжении питания: - 9 Вольт: - 14 Вольт:	Меняется линейно, от 1.4 Ватт до 3.3 Ватт
Импеданс при выходной мощности 2.5 Ватта:	~55 Ω
Возможность управления мощностью:	снижение вплоть до 10 mW
Режим работы на передачу:	Продолжительный.
Последствия - при обрыве антенны: - при закорачивании антенны:	девайс должен выжить. вполне может и окочуриться.
Сметная стоимость комплектующих:	$25.24

И по какой-то причине все непременно хотят видеть такую картинку:

Баттарей-пак с разъёмом весит 295 г, итого чистый вес модема 555 г.

§7.4 «Военный» диапазон.

Если обратиться к истории, и посмотреть, как задача связи на тактических удалениях решалась силами легендарных радиостанций линейки «Север», там мы увидим частоты передачи 3.62-6.25 MHz для первых модификаций, и уточнённый диапазон 2.56-5.77 MHz для серийных образцов (Link).

У «Севера» есть функциональные аналоги «с той стороны» в виде чего-то вроде SE 109/3 с практически таким же диапазоном 2.9-5.7 MHz, судя по градуировочной таблице сохранившейся документации.

Границы диапазона брались не с потолка, а выяснялись в ходе изысканий.
Служебная и военная дальняя КВ связь в этом диапазоне так и живёт.

Мы уже выяснили, что в диапазоне 2.5-5.2 MHz чувствительность цифрового модема не хуже 2 µVrms, и можно надеяться что-то услышать. Естественным образом возникает вопрос, а будет ли на таких частотах работать передача. Мало ли какой БП вдруг случится.

Никто нам не запрещает зафиксировать излучаемую девайсом мощность за пределами радиолюбительского диапазона. На эквиваленте антенны замеры показали такую зависимость:

Измерения проводились при 12 Вольтах питающего напряжения, показывая как индицируемую девайсом мощность (красный трейс), так и замеренную напрямую (синий).

Очевидно, трансформатор тока антенны изготовлен строго под целевой диапазон, начиная с частот которого (и выше) он работает адекватно. Ниже по частоте копится ошибка.

Ошибаться может и полином расчёта мощности, ведь его коэффициенты найдены для целевой частоты и мощности менее 3.5 Ватт. За рамками достоверного интервала правильность хода кривой не гарантируется. Так, экстремума в левой части красного трейса быть не должно.

Поведение кривой мощности наблюдалось в законченном устройстве, вместе с антенным фильтром. Если бы АЧХ передатчика была линейна, то только благодаря антенному фильтру мощность на 5 MHz опустилась бы до уровня примерно 0.7 Ватта. По факту же имеем значение вдвое меньшее, это собственный вклад спада АЧХ усилителя мощности.

Скорее всего, мощность в частотном интервале можно несколько выровнять, поигравшись индуктивностью дросселя в стоках выходных транзисторов. Эта индуктивность оптимизировалась по минимуму температуры корпуса указанных транзисторов при двух Ваттах на целевой частоте, но вполне может быть не оптимальной в плане линейности АЧХ передающего тракта.

Так же есть подозрение, что китайские BS170 относятся к особому классу приборов, ведущему себя, как поручик Ржевский. Придут и всё опошлят. Потому как настоящие BS170 в такой же точно схеме работают не только на двух нижних КВ диапазонах.

В любом случае вставать на передачу выше частот любительского диапазона 80 м не стоит ни при каких обстоятельствах. Да особо и не получится. А вот 3.150 MHz с окрестностями вполне доступен, причём на мощности около 3 Ватт. Как показала практика, сигнал там даже уходит на второй скачок.

Так что да, девайс имеет рабочий диапазон заметно шире номинального.

§7.5 Итог диайвая.

Вероятно, самое сильное ощущение, возникшее при исполнении данного девайса, это осознание мощи опенсорса.

Если схемотехнику можно рисовать как угодно и в любую сторону, на что многие горазды, то с софтовыми конструкциями на борту всё чуть сложнее. Собственно скетч пишется легко, язык-то не сложный. Но вот погрузиться на уровень регистров и всяких там таймеров можно и не суметь.

Впрочем, это лишь первые впечатления и восторги неофита.

Тем не менее, всего за $25 удалось построить почти универсальный девайс с передающим трактом для цифровых мод, примитивностью не уступающим телеграфному трансиверу. Причём конструкция базируется на стандартных покупных железяках, руками-то мало что нужно делать.

В целом получился несложный аппарат, умеющий в цифру, немножечко в телеграф (но без привычных удобств в виде фильтров), а ещё наученный слышать голоса. Все умения сбалансированны под вполне определённую специфику, и ею же продиктована откровенная дубовость исполнения.

Для практической радиосвязи на тактические дистанции, что бы под этим не подразумевалось, девайс пригоден. И удобен при разворачивании рабочей позиции - КСВ, выходную мощность, вольтаж батареи, он всё мерит сам. Нет никакой нужды в дополнительных приборах и оснастке.

Ну и самое важное.

Самоделку не так жалко, как какой-нибудь фирменный дорогой аппарат. Все возможности и способности самоделки заведомо известны, это же не «чёрный ящик». И даже потеря самоделки ровным счётом ничем не чревата. Сделаем другую, ещё лучше. Делов-то :)

§7.6. Дополнения.

В §4.4 давалась ссылка на скетч, с характеризацией его как «близкого к финальному варианту». Не особо оптимизированным кодом там заполнено 76% памяти Ардуины, и можно добавить ещё чего-нибудь полезного. Либо, как водится, разных свистелок-перделок, их мы тоже очень любим.

Такое было сделано, но по прошествии годика-другого стало ясно, что все эти многочисленные свистоперделки даром не нужны, а только портят юзабилити. Ибо хитрые комбинации нажатий кнопок запомнить решительно невозможно.

Поэтому местный автор решительно выкинул весь этот код, и адаптировал скетч от другого своего аппарата, где про юзабилити хорошо подумано, и ничего ненужного изначально нет. Правда, «другой аппарат» организован на более взрослой Ардуине, у которой ресурсов в разы больше, так что на Ардуино Нано портировано далеко не всё.

Но уж что влезло.
Из полезного приблудилось вот что.

Поскольку Ардуино Нано не имеет ЦАП, и его пришлось эмулировать через ШИМ, с задачей уровня 8-битным числом (всего 256 градаций), взаимосвязь между мощностью на выходе девайса и уставкой в поинтах страшная:

Для простоты и удобства будем выставить нужную мощность сразу в Ваттах, и по нажатию кнопки настройки пусть контроллер играется с поинтами, пока в антенне не намерится в точности заказанная мощность. Так удобнее.

Инструкция и скетч.

Локальная версия статьи: ZIP, 15.97 МБ

Хадж радиофицированных бродячих самураев.

Ретроволынка 151 палаты.

О цифровой моде JS8Call по-русски и подробно.

№ 1Приёмник для БП

№ 2У самурая нет цели...