КВ модем цифровых видов связи с японским уклоном В151П.

Самые популярные товары с Али по лучшей цене здесь

Цветной дым, доступны 5 цветов 80 руб.
Мужские носки, 5 пар за 318 руб.
Флешка 8 ГБ 248 руб.

06 марта 2020, 14:00

КВ модем цифровых видов связи с японским уклоном В151П.

КВ модем узкополосных цифровых видов связи «Волынка 151 палаты».

Местный дегизнер
Возжелал принять челлендж
Японских коллег.

После портирования софта для работы цифровыми видами на мобильные платформы (смартфон), появилась возможность устанавливать радиосвязь на дистанции в сотню-другую км силами автономных устройств с мощностью всего-то около Ватта.

Да, это реально: узкий спектр излучения приводит к высокой спектральной плотности сигнала. А поскольку транслируется не речь, а звуки волынки, сигнал излучается на номинальной мощности передатчика с высоким КПД.

Модем для «цифры» пригодится там, где нужна связь на условные 100 км силами лёгкого и компактного девайса с умеренным энергопотреблением. Ценителям «радиостанции 151 палаты» модем должен понравиться, так как даже не нужно деанонимизировать себя, алёкая в микрофон. Цифровые моды весьма «партизанские» и скрытные.

Соберём себе такой девайс в лучших традициях диайвая.
То есть почти задарма и фактически из чего попало.
За самозабвенные завывания наречём его «Волынка 151 палаты».

«Волынка 151 палаты», оглавление.

Глава 1. Концепция модема для «цифры».

§1.1 Наши основополагающие принципы.

Интересно исполнение радиомодема цифровых видов связи в виде «чёрного ящика», вообще без каких-либо органов управления. Голый функционал.

С одного торца пускай торчит антенный разъём, с другого - стандартный 3.5-мм аудио штеккер для подключения компьютера или смартфона, несущих на себе связной софт. Ну и питание подавать тоже как-то нужно, это понятно.

Далее напрашивается пара-тройка соображений.

  1. Хотя сегодня доступны замечательные чипы, позволяющие реализовать инженерные решения любой степени сложности и на высочайшем уровне технического исполнения, для диайвая всё это мало подходит.

    К примеру, SMD корпус 3*3 мм с шестнадцатью лапками по периметру без оснастки запаять трудно, не говоря уж об изготовлении печатной платы с крошечными дорожками под такую радость. Это смахивает на шаманство, а для многих и вообще за гранью возможного.

    Поэтому местный автор сознательно практикует забытые технологии, и оперирует чипами с шагом выводов не менее 2.5 мм, чтобы печатная плата рисовалась хоть заточенной спичкой при свете лучины.

    В противном случае, даже если схема девайса понятна и не сложна, она вряд ли будет воплощена в железе из-за мороки с изготовлением печатной платы и монтажом.

    В таких случаях говорят «это проще купить уже готовым».
    Не станем доводить дело до греха, лады?

  2. Отдельно хочется поратовать за малозатратность создаваемого девайса.

    Ценник на радиодетали может сильно отличаться в разных местах.
    Скрины покупок по тексту помогут сориентироваться в ценах.
    А названия лотов на инглише - определиться с поисковым запросом.

  3. Почему-то очень хочется чего-нибудь схемотехнически простого.
    Буквально близкого к завораживающему своей магией примитивизму.
    Пусть не «Minimal Art Session», но похоже на то.

  4. Истинная цель сегодняшней лабораторной работы состоит в отработке радиотракта, превращаемого заменой нескольких деталей и каскадов из в чём-то ущербного цифрового радиомодема в полноценный голосовой SSB радиоканал. Некоторая очевидная схемотехническая избыточность, которая должна смутить, обусловлена только этим.

§1.2 Частотный план.

Цифровому модему «без ручек и крутилок» по определению судьба работать на фиксированной частоте. Важно выбрать эту единственную частоту так, чтобы и задачу обеспечения надёжной низовой КВ связи решить, и сделать это технично, на простых и распространённых комплектующих.

§1.2.1 Выбор диапазона частот.

Для обеспечения качественной низовой радиосвязи модем должен работать на частотах КВ диапазона. На каких именно, весьма долго и обстоятельно выясняли американские радиолюбители, и сошлись на диапазоне 80 м.

В этом диапазоне на низко подвешенный диполь легко обеспечивается связь без «мёртвых зон», что как раз и требуется туристам и пациентам 151 палаты. Причём местная связь получается вполне устойчивой и надёжной.

Чтобы не было неуместных вопросов, почему выбран именно этот диапазон, воспроизведём винтажную табличку, переданную нам в скрижалях:

Длина
волны, м
Частота, кГц Ширина зоны молчания, км
Летом Зимой
Днем Ночью Днем Ночью
10 30000 ≥ 2500 - ≥ 15003 -
13,6 22000 ≥ 2000 - ≥ 10000 -
15 20000 ≥ 1800 - ≥ 6000 -
17,6 17000 1500~6000 ≥ 15000 2500~8000 -
20 15000 1200~4500 ≥ 10000 2000~7500 -
23 13000 900~3000 3000~6000 1500~5000 ≥ 15000
30 10000 700~2000 2500~5200 1000~3000 6000~10000
37,5 8000 400~500 1500~4500 500~2000 3000~7000
43 7000 150~900 1000~3000 250~1500 2000~6000
50 6000 0~600 500~500 100~1000 1000~4500
60 5000 0~500 50~1300 0~800 500~4000
70 4300 0~400 0~1100 0~600 100~3500
80 3750 0~300 0~1000 0~500 0~3000
100 3000 0~200 0~800 0~350 0~1500
130 2375 0~100 0~600 0~180 0~1000
160 1875 0~40 0~450 0~10 0~700

Связь на 0~100 км в любое время года и суток возможна лишь на 80-метровом диапазоне, если ограничиться легальными, радиолюбительскими. При этом нам совершенно всё равно, какие диапазоны сами радиолюбители называют дневными, а какие ночными. У нас вполне конкретная задача по обеспечению тактической связи до 100 км. Или больше, если выйдет.

На данный момент частотный план цифровых видов связи этого диапазона озвучен на сайте Союза радиолюбителей России таким образом:

Частота, кГц Max. полоса, Гц Использование
3570–3580 200 Все виды — цифровые виды
3580–3600 500 Все виды — цифровые виды
3600–3620 2700 Все виды — цифровые виды

Диапазон широк настолько, что в нём выделены целых три официальных участка для работы «цифрой», с ранжированием по ширине спектра сигнала. Другие диапазоны такого богатства возможностей предложить не могут. И они не интересны из-за наличия «мёртвой зоны».

Однако радиолюбители чаще руководствуются вводящими в заблуждение картинками частотного распределения видов излучения, на которых первый участок вообще напрочь отсутствует (кликабельно, читается лучше):

Частотный план 80 метрового радиолюбительского диапазона.

Такое разночтение можно объяснить тем, что некоторые моды (JT65, JT9, FT8, FT4) обычно обслуживаются нативными программами, в которых тупо забиты конкретные частоты. Сами же моды ориентированы на дальнюю связь, так что любители разных континентов прямо на тех частотах и работают, при этом, возможно, злостно нарушая местные регламенты.

Законопослушные радиолюбители изобретают свой локальный велосипед, пытаясь работать модами JT и FT, но в каком-то из разрешённых в их локации участке. Естественно, никому за пределами их песочницы это не интересно, идея дохлая. Постепенно весь мир придёт к единому частотному распределению.

Видимо, в Стране такой процесс потихонечку пошёл.
Официальная таблица для 1 Региона IARU касательно указанных мод:

JT65 JT9 FT8 FT4
3.570-3.572 3.572-3.573 3.573-3.575 3.575-3.57?

Скорее всего, нам в этом участке делать особо и нечего, так как сами моды довольно специфичные. А от 3.580 МГц и выше, на втором участке для цифровых режимов по версии SRR.RU, нас ждут более привычные моды, фактическое использование частот которых в Стране таково:

MFSK PSK31 BPSK31 RTTY
3.580 3.580–3.585 3.58015+ 3.580—3.600

Практический интерес представляют моды MFSK, BPSK31, PSK31.
Нам нужно уметь вставать на частоты их каналов.

При работе QRPP более эффективными могут оказаться другие моды. Чтобы никому не мешать, хорошо иметь возможность сдвигаться ниже 3.580 МГц.

§1.2.2 Выбор рабочей частоты.

Специфика цифровых видов связи подразумевает работу с весьма узким спектром (буквально сотня Герц). Если ограничить полосу радиотракта килогерцем, этого окажется вполне достаточно. Что приводит нас к мысли использования кварцевых фильтров с простейшей топологией QER прямо на частоте радиоканала, и тракту прямого преобразования.

Обычно кварцевый фильтр, выполненный по QER топологии, перекрывает участок шириной в 1-3 кГц, начинающийся на 200 Герц ниже номинальной частоты резонаторов.

Посмотрим, резонаторы на какие именно частоты нам доступны.
По количеству: на один модем должно хватить 17 или 18 кварцев.
Тогда самый бюджетный вариант для парочки модемов таков:

Кварцевые резонаторы с АлиЭкспресс на 3.579545 МГц.

Если воспользоваться именно этим номинаналом, ограничившись шириной канала около 1 кГц, на участок от 3.58 МГц и выше приходится верхняя половинка канала шириной около 500 Герц.

Нижняя половинка канала отводится для спектра вокруг 3.579545 МГц.
Где традиционно обитают всякие самоделки, и там они никого не удивляют.

Строго говоря, кварцевый фильтр из таких «телевизионных» резонаторов захватывает не совсем ту область частот, какую бы хотелось. Нет проблем. Ходите в магазин типа этого, где за чуть более высокий ценник доступны резонаторы в корпусах HC49U и HC49S на какие угодно частоты:

     3571,2   кГц          3579     кГц          3582,056 кГц
     3571,4   кГц          3579,454 кГц          3582,6   кГц
     3574,9   кГц          3579,5   кГц          3588,5   кГц
     3575,611 кГц          3580     кГц          3600     кГц
     3578,92  кГц          3582     кГц          3620     кГц

Безусловно, лучше всего строить кварцевый фильтр на резонаторах 3.580 МГц. Он перекроет полосу частот 3.580-3.581 МГц с небольшим запасом по краям, и вместит большее число PSK каналов.

    Однако местный автор полагает, что при выборе частоты фиксированного канала стоит ориентироваться на наиболее доступные кварцы 3.579545 МГц, сплошь и рядом применяемые в самоделках. Когда такие девайсы внезапно понадобятся, именно на этой частоте проклюнется жизнь.

§1.2.3 Критерии выбора LSB или USB полосы.

Опорный генератор лучше ставить на частоту 3.581 (LSB) или 3.579 МГц (USB). Тогда частота манипуляции 1 кГц в коммуникационной программе будет соответствовать началу официального участка цифровых мод.

Заметим, что для мод типа BPSK31 и PSK31 нет никакой разницы между LSB и USB, чего нельзя сказать о всех остальных модах. Они относительно оси частоты уже не симметричны.

Скорее всего, мы задействуем какую-нибудь экзотическую моду.
Не семейства BPSK/PSK, и тогда выбор боковой полосы важен.

  1. Радиолюбительское сообщество применительно к цифровым видам связи на любых диапазонах де-факто пользуется USB, без всякой оглядки на традиции. Так что имеет смысл поставить сигнал опорного генератора на нижний скат характеристики кварцевого фильтра.

    Правда, этот скат имеет меньшую крутизну, чем верхний, и подавление зеркального канала получится хуже по сравнению с LSB. Но ведь и опорный генератор тоже можно увести ещё ниже по частоте, что несколько улучшит избирательность по зеркальному каналу.

    Правда, последовательно с резонатором опорного генератора придётся включить дроссель индуктивностью около 100 µH, подобрав готовый, либо намотав его самостоятельно. Многим подобная процедура сильно не нравится, потому как появляется лишняя намоточная деталь.

  2. Аппаратная реализация LSB предполагает использование в гетеродине пары кварцев, включенных параллельно друг другу, и последовательно с подстроечным конденсатором для точной установки частоты. Этот вариант несколько проще, так как не содержит намоточных изделий.

    Здесь обычно используются самые высокочастотные кварцы из партии.
    При отборе резонаторов для кварцевого фильтра такие всегда остаются.

    Но если дроссель никак не меняет своего номинала, то подстроечный конденсатор - это уже механическая деталь со скользящими контактами, весьма восприимчивая к вибрации и ударам. Да и при компактном исполнении конструкции вполне возможны наводки на немаленькие по площади пластины подстроечного конденсатора.

Пока что выбор не очевиден.
Но есть и ещё одно соображение.

Ширина полосы пропускания кварцевого фильтра определяется емкостями конденсаторов связи. Они небольшие, потому сильно влияние паразитных емкостей монтажа, геометрии и длины печатных проводников, и т.п. Но если левый скат полосы пропускания фильтра более-менее зафиксирован, то правый скат как раз и гуляет по частоте.

В режиме USB опорный генератор ставится на левый скат АЧХ фильтра в точку -25 dB ещё при макетировании, и остаётся там же при реализации «в железе». В случае LSB это уже не так, положение правого ската на оси частоты запланировать не получится.

Но всегда принято ставить радиостанцию в какую-то сетку частот. Подгонять с этой целью ёмкость конденсаторов связи в фильтре с точностью до долей пикофарады вряд ли кто будет.

Понимая и учитывая всё это, местный автор склонился к выбору USB.

§1.3 Функциональная схема цифрового модема.

То, что мы далее собираемся сотворить, концептуально весьма похоже на «радиостанцию 151 палаты».

Основной элемент селекции в виде кварцевого QER фильтра сразу после антенны обеспечит достаточную избирательность, не даст пролезть в тракт мощным вещательным станциям, так что никакой особой продвинутости от схемотехники не требуется. Да и что-то сильно затейливое никто собирать не станет.

Для упрощения квеста сразу же откажемся от трансиверной компоновки. В схеме с прямым преобразованием общим компонентом тракта может быть только кварцевый фильтр да смеситель с гетеродином, но накрутить вокруг них придётся многое, причём с ухудшением характеристик девайса.

Проще, компактнее и выгоднее тракты приёма и передачи разделить.
Тогда блок-схема видится такой:

Блок-схема цифрового модема.

Фактически это приёмник прямого преобразования и передатчик с синтезом сигнала на рабочей частоте.

§1.4 Необходимые приборы и инструменты.

Сразу оговоримся, что возможен двоякий подход:

  1. Полноценное проектирование схемы.
  2. Простое её повторение без вникания в тонкости.

Первый путь проходит разработчик, которому требуется охарактеризовать используемые им чипы в реальных условиях эксплуатации (даташит тут не сильно поможет), найти оптимальные режимы, и по старой доброй русской традиции попутно ещё и исхитриться в нетрадиционном поступке или хотя бы изыске.

Естественно, без приборов в таком разе никак не обойтись.
Минимально это:

  1. Генератор высокочастотных сигналов на нужный диапазон.
  2. Высокочастотный же осциллограф.
  3. Частотомер.

Ну а тестер/омметр, вероятно, есть у всех.

Повторяющему схему, конечно, будет гораздо сподручнее при наличии у него означенных выше приборов, хотя и при их отсутствии тоже как-то можно выкрутиться. Вот какие есть по этому поводу соображения:

  1. Там, где хочется точно померить частоту, совершенно достаточно такой вот цифровой шкалы. «Гробам» советской эпохи ничуть не уступает. Да и в качестве собственно шкалы много куда пойдёт, ибо умеет добавлять или вычитать частоту ПЧ, имеет вход для коррекции USB/LSB.

    SDR приёмник на базе RTL-SDR донгла годен в качестве альтернативы. И частоту померяет, и эфирный сигнал проконтролирует, и его спектр наглядно на экране покажет.

  2. Высокочастотный генератор стандартных сигналов заменить чем-либо трудно, но для спектральных измерений испокон веков пользовались генератором шума на стабилитроне. Это легко гуглится.

  3. Низкочастотный генератор сигналов есть в любом компьютере.
    Вот две софтины для его организации прямо здесь и сейчас:

    Sound Card Oscilloscope
    Visual Analyser - может показаться сложным, сильно много кнопочек.

  4. НЧ осциллограф прекрасно эмулируется этим же самым софтом.

  5. Весьма полезен и по-любому пригодится режим просмотра спектра.
    В простейшем случае тот же Sound Card Oscilloscope.
    Ощутимо больше возможностей у софта «SpectraLab».

В тех местах опуса, где речь пойдёт о контроле параметров девайса, уже предлагаемого для повторения, автор как раз и будет ориентироваться на отсутствие у пользователя нормального приборного оснащения.

Во вводных главах, раскрывающих увлекательный процесс инжиниринга, естественнее пользоваться приборами. Без них, к примеру, не посмотреть АЧХ кварцевого фильтра прямо на высокой частоте. А вот при повторении устройства таких работ выполнять не требуется, и всё намного проще.

Глава 2. Кварцевый фильтр.

Основным элементом селекции в устройствах прямого преобразования частоты с узким диапазоном рабочих частот может быть только кварцевый фильтр. Он одинаков что на передачу, что на приём. От него требуется максимальный коэффициент прямоугольности, а потому к конструированию следует отнестись со всей ответственностью, понимая, что творишь.

Далее подробно изложена методика местного автора. Если её скрупулёзно придерживаться, кварцевый фильтр собирается автоматически, причём ещё и демонстрирует неплохие характеристики.

Материал выделен в отдельную самостоятельную главу, и полезен всякому желающему разобраться, как такие штуки проектируются.

§2.1 Отбор кварцевых резонаторов для фильтра.

Для начала протестируем кварцы на 3.579545 МГц с АлиЭкспресса.

Полоса пропускания кварцевого фильтра определяется разницой между частотами параллельного и последовательного резонансов, причём роль второго выше. Так что его частоту надо замерить, кварцы по этому параметру отсортировать, а потом ещё и упорядочить. Ибо считается правильным в полосовом кварцевом фильтре ставить резонаторы по ходу сигнала от самого высокочастотного к самому низкочастотному.

Генератор Колпитца.

Сперва берётся схема любого кварцевого генератора, да хотя бы Колпитца. На транзисторе (биполярном или полевом), или в составе любой микросхемы типа LA1185, SA602AN, не суть.

Но последовательно с кварцем ставится конденсатор предельно малой ёмкости (4.7 пФ). И вот это уже важно.

Далее нужно замерить частоту колебаний частотомером, если такой есть в хозяйстве.

Либо RTL-SDR донглом с КВ диапазоном.
Антенна которого подносится к генератору.
Расстояния сантиметров 10 достаточно.

Если ничего такого нет, можно собрать смеситель по одной из схем:

Измерение последовательного резонанса кварцев методом нулевых биений.

Тут подразумевается совместная работа с высокочастотным генератором, который подстраивается по нулевым биениям на экране осциллографа, и с генератора считывается частота последовательного резонанса кварца.

    Отсутствие генератора и осциллографа не должно озадачить, ведь всегда можно собрать ещё один кварцевый генератор, но уже без конденсатора последовательно с резонатором. Запитайте его от стабилизированного источника, дайте ему хорошо прогреться. Разность частот генераторов, лежащую в звуковом диапазоне, можно замерить на компьютере с высочайшей точностью виртуальным осциллографом (софт давался).

    Хотя таким образом замеряется частота последовательного резонанса относительно другой неведомой частоты, для подбора резонаторов этого оказывается достаточно. Точные значения нам и не нужны.

Вот что намерил местный автор у своей горсточки кварцев частотомером.

Резонаторы на поднесущую частоту цвета системы «NTSC-M» 3.579545 МГц с последовательно подсоединённым конденсатором 4.7 пФ возбудились в диапазоне 3.58027-3.58039 МГц, на 785±60 Гц выше частоты маркировки.

Частоты последовательного резонанса 20 кварцев одной партии.

Условно все они на рисунке обозначены как синие и чёрные точки (группы кварцев, пригодные для изготовления из них фильтров), а так же несколько красных точек, существенно отстоящих по частоте от основной группы - эти кварцы пойдут в опорный генератор.

Резонаторы, пригодные для фильтров, должны по возможности равномерно распределяться по частоте, а в идеале так и вовсе кучковаться в одном месте. Но у нас никаким кучкованием (гауссовым распределением) не пахнет, так что мы сразу понимаем, все эти кварцы - отбраковка, отчего и дёшевы.

Из литературных данных известно, что для кварцевого фильтра шириной 1 кГц так себе качество фильтра достижимо при разбросе частот резонаторов не более 100 Гц, отличный же результат получится при разбросе в 10 Гц. У нас по факту наблюдается разброс, близкий к ±30 Гц, что позволяет надеяться на приемлемые характеристики фильтра.

Если у Вас есть ведро кварцев, либо доступ к нему, появляется возможность построить отличный фильтр с идеальной характеристикой.

§2.2 Макетирование кварцевого фильтра.

Входное и выходное сопротивления кварцевого фильтра можно посчитать, зная некоторые специфические параметры резонаторов. Для чего сперва паяется вспомогательный стенд, а потом применяется специальный софт.

Но это сложный путь. Проще сразу отмакетировать кварцевый фильтр на жестянке, воспользовавшись имеющимся опытом. Так и поступим.

Раз фильтр потребуется согласовывать с обоих его концов, проще поставить на выход фильтра резистор, номинал которого меняется быстро и просто, а далее полевой транзистор, дабы измерительный прибор (осциллограф с неведомой нам входной ёмкостью) не влиял на измеряемую цепь.

На входе фильтра наиболее уместен трансформатор импеданса. Выходное сопротивление генератора стандартных сигналов всегда 50 Om, оно легко приводится к входному сопротивлению кварцевого фильтра с помощью совсем простой формулы.

Измерительный стенд для проверки импеданса и полосы фильтра:

Схема макета для проектирования QER фильтра.

Резистор в стоке полевого транзистора ставится таким, чтобы на нём падала половина напряжения питания. Если подано 5 Вольт, и на резистор, и на транзистор должно приходиться по 2.5 Вольта.

Местный автор уже имеет некоторый опыт построения кварцевых фильтров топологии QER на резонаторах типа «лодочка» в корпусе HC-49S. Есть понимание, что ширина полосы пропускания фильтра порядка 1 кГц должна получаться при конденсаторах связи в районе 15 пФ.

Примерно известен и требующийся порядок фильтра. Пятый или шестой.
Экономить резонаторы мы не станем, так что пусть будет шестой.

Кварцы с наибольшим по частоте последовательным резонансом в группе (их точки на предыдущем рисунке правее) ставятся на вход фильтра (где трансформатор), потом менее высокочастотные, и т.д. Если этот порядок не соблюдать, АЧХ фильтра выйдет недостаточно гладкой.

§2.3 Грубое согласование кварцевого фильтра.

Переходим к определению сопротивления фильтра.
Сперва нам потребуется какое-то нулевое приближение.

Например, если на выходе фильтра поставлен резистор номиналом 3 кОм, и входное сопротивление по антенному входу из стандартных 50 Ом нужно привести к 3000 Ом, то 3000 следует поделить на 50, взять от частного квадратный корень, а затем умножить его на число витков первичной обмотки (у нас их 4). Получится 31 виток вторичной обмотки.

Количество витков первичной обмотки берётся не с потолка, а таким, чтобы обе обмотки трансформатора умещались в один слой на ферритовом кольце. С некоторым промежутком между началом и концом обмотки.

Квадратный корень покоряется далеко не всем, так что породим табличку.
Пусть импеданс кварцевого фильтра возможен в интервале от 1 до 5 kOm:

RQER, Ом: Соотношение витков для R50 Om/RQER:
5000 3:30    
4672 3:29    
4356 3:28    
4050 3:27    
3828   4:35  
3756 3:26    
3613   4:34  
3472 3:25    
3403   4:33  
3200 3:24 4:32  
3003   4:31  
2939 3:23    
2813   4:30  
2689 3:22    
2628   4:29  
2450 3:21 4:28 5:35
2312     5:34
2278   4:27  
2222 3:20    
2178     5:33
2100   4:26  
2048     5:32
2006 3:19    
1953   4:25  
1922     5:31
1800 3:18 4:24 5:30
1682     5:29
1653   4:23  
1605 3:17    
1568     5:28
1513   4:22  
1458     5:27
1422 3:16    
1378   4:21  
1352     5:26
1250 3:15 4:20 5:25
1128   4:19  
1152     5:24
1089 3:14    
1058     5:23
1013   4:18  

Трансформатор лучше всего мотать по технологии ШПТЛ, когда первичная обмотка свивается со вторичной, и далее остаток вторичной обмотки доматывается на кольце. Вот пример, как это выглядит (фото взято от другой конструкции, и лишь демонстрирует способ намотки ШПТЛ).

Способ намотки ШПТЛ.

§2.4 Ферритовые кольца для трансформаторов импеданса.

Давайте сделаем уместное отступление, уделив внимание ферриту.

Строго говоря, марка феррита не особо критична, и может быть любой с магнитной проницаемостью µ порядка 2000. В магазинах Страны навалом ещё советских колец М2000НМ К10*6*4.5, и они тут подходят идеально. Внутренний диаметр 6 мм вмещает до 25 витков проволоки ½ мм, и до 40 витков чуть более тонкой проволоки ⅓ мм. Подойдёт любая.

Однако, если такого феррита в доступе нет, можно посетить АлиЭкспресс:

10*6*5 mm Inductor Coils Green.

Удобно, что грани колец скруглены, и закрашены на манер амидоновских.
А потому слой изоляции под обмотку класть не требуется.

Ожидалось, что их магнитная проницаемость будет порядка 5000, или близко к этому. Однако на выборке из 30 штук мы этого в упор не видим:

Магнитная проницаемость зелёного китайского феррита.

Здесь µ меняется от 1600 до 3380, причём никаким распределением по Гауссу тут даже и не пахнет. Стало быть, это не что иное, как отбраковка. Но можно считать, что статистически параметр µ укладывается в диапазон 1800-2100, что близко к нашим эталонным советским ферритовым кольцам.

Как показало инструментальное исследование, китайские зелёные ферриты в качестве ШПТЛ на наших частотах ничем не уступают советским, да ещё и удобнее в обращении (не требуют изоляции обмотки от кольца). Так что их можно смело рекомендовать.

§2.5 Оптимизация АЧХ кварцевого фильтра.

Теперь осталась творческая работа. Ставим на выходе фильтра резистор в 3 кОм, соответствующий ему трансформатор на вход, и смотрим АЧХ в полосе пропускания фильтра. АЧХ снимается по точкам, и далее представляется в логарифмическом масштабе.

Можно подключить RTL-SDR приёмник, и на качающейся частоте генератора смотреть АЧХ фильтра панорамой приёмника, если осциллографа нет. Тоже хороший и наглядный вариант.

У автора на трёхкилоомной нагрузке сразу получилось достаточно хорошо:

АЧХ QER кварцевого фильтра при согласовании его на нагрузку 3 кОм.

Это всего лишь макет. При качественной распайке на плате, когда корпуса резонаторов запаяются на земляной полигон, крутизна скатов улучшится.

В случае иного производителя резонаторов, или при чуть других емкостях конденсаторов, и ширина полосы пропускания кварцевого фильтра, и его импеданс выйдут другими. Так что наилучшая форма АЧХ сможет быть достигнута при сопротивлении, большем или меньшим указанного на схеме. Под него же следует подстроить входной трансформатор согласно таблице.

Попробуем так и поступить: меняя номинал нагрузочного резистора в ту и другую сторону, соответствующим образом корректируем число витков вторичной обмотки входного трансформатора, руководствуясь табличкой, и заново фиксируем АЧХ фильтра.

Весьма быстро станет понятно, при какой нагрузке кварцевый фильтр демонстрирует наилучшую форму АЧХ. Изменение нагрузки даже на 10% сразу же позволяет прочувствовать этот факт (кликабельно):

АЧХ QER кварцевого фильтра при согласовании его на различную нагрузку.

На врезке слева зафиксированы номинал нагрузочного резистора (измерен прибором), а так же намоточные данные антенного трансформатора, в витках первичной и вторичной обмоток. За 0 dB принята максимальная амплитуда сигнала в полосе пропускания графика серого цвета.

Серый график следует признать далёким от согласованного, сильно уж он волнообразен. Синий и красный заметно лучше, а вот зелёный приобрёл провал в центральной части, чего бы не хотелось.

Наглядно виден рост затухания с уменьшением сопротивлений на концах фильтра. Желательно, чтобы затухание в полосе пропускания фильтра было как можно меньше.

Если сравнить графики в сильном увеличении, да к тому же ещё и нормированные, легко понять, куда двигаться дальше:

Сравнение формы АЧХ кварцевого фильтра в полосе пропускания.

Формально все кривые, кроме серой, по виду совершенно замечательные. Их колебания даже меньше 1 dB. Но мы понимаем, что если кривая пройдёт где-нибудь между синей и красной, это будет наилучший вариант.

Стало быть, антенный трансформатор следует мотать как 4:30 по виткам, а резистор изыскивается в ячейке кассы сопротивлений 2.7 кОм. Из десятка-другого с допуском даже 5% всегда сыщется номинал на 2.8 кОм, либо близкий к этому. Сильно уж большая точность тут не нужна.

Таким образом, большое число витков вторичной обмотки согласующего трансформатора позволяет с высокой точностью согласовать кварцевый фильтр с элементами радиотакта, и получить весьма неплохую АЧХ в полосе прозрачности фильтра. Здесь вполне достижима неравномерность порядка 0.4 dB, было бы желание.

После того, как импеданс кварцевого фильтра стал понятен, а параметры трансформатора посчитаны, нагрузку с правой стороны фильтра в виде резистора и полевого транзистора убираем, и ставим туда точно такой же трансформатор, что и на входе фильтра:

Кварцевый фильтр. Окончательная версия.

Теперь кварцевый фильтр согласован по входу и выходу на 50 Ом, и имеет наилучшие характеристики из возможных для этих карцевых резонаторов при заданной полосе прозрачности фильтра.

§2.6 Полоса пропускания кварцевого фильтра.

Наш QER фильтр получился с шириной полосы пропускания примерно 1100 Гц по уровню -3 dB, и фрагментарно захватывает участок поддиапазона 3.58+ МГц, выделенный для цифровых видов связи BPSK.

Полоса 3579545±100 Гц, обычно используемая для разных экспериментов с «самопальщиной», также доступна для работы.

Само собой, фильтр можно спроектировать и на более широкую полосу. Но чем шире канал приёма, тем больше в нём шума и помех. Так что для нашей цели килогерцового участка совершенно достаточно.

Глава 3. Приёмник цифрового модема.

Хотелось бы в приёмном тракте видеть предельно простые решения на самых заурядных чипах от бытовой аппаратуры. Такие чипы не придётся изыскивать и «доставать», сталкиваясь с непреодолимыми трудностями.

Никакой настройки каскадов быть не должно, это самое важное.

§3.1 Фронт-энд для радиочастотной части.

Где-то в середине 90-ых годов, когда импортная аппаратура хлынула в Страну, местный автор был очарован качеством звучания FM тракта на простой и дешёвой микросхеме фронт-энда ЧМ приёмника. Удивительно, когда мелкая и невзрачная «балалайка» демонстрирует микровольтную чувствительность и чистоту звучания, недостижимые в тогда ещё советских музыкальных центрах нулевой группы сложности.

На любительском 80-метровом диапазоне микровольтной чувствительности вполне достаточно, так что есть повод прикоснуться к легенде в винтажном корпусе SIP-9. Вот в таком:

LA1185 SIP-9

Прикасаться мы будем к LA1185.

Данный чип оборудован УВЧ на отдельном транзисторе, который включается по схеме как с ОБ, так и с ОЭ. Усилением каскада можно управлять. Смеситель имеет отдельный вход, значит, коэффициент передачи варьируется и по этому входу. Наконец, выход смесителя открытый, его нагрузку тоже дозволено менять в широких пределах.

Несмотря на массу аналогов, лучше всего воспользоваться LA1185. У этого чипа выход смесителя не зашунтирован на плюс источника питания встречно-параллельными диодами, а вот у аналогов такие диоды есть. Нам же они совершенно без надобности.

На всякий случай, перечень и даташиты аналогов в таком же корпусе:

Чип: Т,°C: Цена, $
AN7205 -55+150 0.65
TA7358AP -25+75 0.54
CD7358GS -25+75 1.27
KIA6058S -25+75 0.75
KA22495 -25+75 1.05
LA1185 -20+80 0.32

Как видим, любой из этих аналогов захватывает область отрицательных температур, что и не мудрено для чипов, применяемых в переносной аппаратуре. С этой стороны подвоха нет.

Микросхемы не дефицитны, в наличии даже в оффлайновых магазинах.
Чем ниже цена, тем чип распространённее. Это ожидаемо и логично.

LA1185 с АлиЭкспресса.

Тракт FM приёмника на частотах, раз в 30 ниже паспортных, обязан работать прекрасно. Надо лишь не накосячить со схемотехникой, для чего сразу же ознакомимся с внутренней начинкой, показанной даташитом на TA7358AP (остальные схемотехнику утаивают).

Понимать, что внутри микросхемы закопано, всегда полезно.
Далее практически энциклопедия по чипу.

§3.1.1 УВЧ чипа LA1185

УВЧ чипа LA1185

Согласно схемы подключения, радиочастотный сигнал подаётся на первую ножку, а снимается с третьей. Вторая заземляется по высокой частоте конденсатором, и, если это требуется, получает внешнее смещение.

От того смещения меняется усиление каскада.

Даташит утверждает, что импенданс на первой ноге 50 Ом. На частоте в десятки раз меньше паспортной вряд ли он сохранится таким же.

При работе с данным чипом нужно знать, что усиление рассматриваемого каскада заметно зависит от напряжения на 2 ножке. Если ничего, кроме блокировочного конденсатора, к ней не подключать, то напряжение достигнет 1.65 Вольта, а усиление окажется не самым высоким.

Вот типовой график зависимости усиления от напряжения на выводе.
За ноль по вертикали принято максимально достижимое усиление:

Усиление УВЧ LA1185 от напряжения на его выводе 2.

Мы видим максимум усиления каскада при напряжении на втором выводе чипа в 1.46 Вольта. Значит, вывод следует заземлить на массу резистором такого номинала, чтобы просадить 1.65 V до 1.46 V.

Естественно, у разных производителей внутренние цепи смещения чипа различаются, и номинал шунтирующего резистора не будет одинаковым. Для имеющегося экземпляра чипа автор наблюдал вот такую зависимость усиления от номинала резистора, весьма ярко выраженную:

Усиление УВЧ LA1185 от сопротивления шунтирующего резистора по выводу 2.

Конкретно тут напрашивается резистор в 20 кОм.
В других радиолюбительских конструкциях встречается номинал 15 кОм.

Вряд ли стоит фанатично «выжимать» из чипа всё усиление, на какое он только способен. Потому как пропорционально поднимется и уровень шумов в тракте, а вот соотношение сигнал/шум не факт, что выйдет лучше. Тут нужны исследования.

Тем не менее, когда остро требуется поднять усиление в тракте на 3-4 dB, это достигается всего лишь одним резистором.

Теперь понятно, как отключить радиотракт при коммутации приём-передача без снятия со схемы питающего напряжения, и провоцирования тем самым переходных процессов: достаточно заземлить вторую ножку чипа.

§3.1.2 Смеситель чипа LA1185

Смеситель чипа LA1185

Функциональная схема смесителя приведена на рисунке. На 4 ногу приходит сигнал от УВЧ, на правую половину схемы сигнал гетеродина и потенциал смещения транзисторов - как это конкретно выглядит, даташит умалчивает.

Что-либо эпичное тут не учудить.
Схема совершенно типовая.

Интерес вызывает разве что сопротивление по входу смесителя, которое желательно знать для правильного согласования с нагрузкой УВЧ. Оно составляет 4200 Ом на частоте нашего радиоканала, но найденное с весьма большой погрешностью (у автора нет приборного оснащения, возможны лишь грубые прикидки).

Примечательно, что на практических схемах нагрузочный резистор между 6 и 9 ножками может иметь какой угодно номинал, от 330 Om до 3 kOm. Им задаётся необходимое усиление каскада.

Вызывает интерес, когда же усиление максимально. Выясним это.
Вот корявая зависимость на базе экпериментальных точек:

Усиление смесителя LA1185 от сопротивления нагрузки.

Из нормированной кривой усиления каскада наглядно видно оптимальное сопротивление нагрузки около 390 Om при папряжении питания 5 Вольт и разностной частоте между частотами сигнала (3.58 МГц) и гетеродина 1 кГц.

§3.1.3 Гетеродин чипа LA1185

Гетеродин чипа LA1185

Классический генератор по схеме Колпитца, ничего нового тут не изобрести. Стандартная схема включения кварцевого резонатора должна завестись.

Какие-то конденсаторы, реализующие схему емкостной трёхточки, в состав микросхемы уже включены, но их наличие сказывается на частотах от десятков МГц. На нашей частоте паралельно им придётся подключить внешние ёмкости, иначе кварц не возбудится.

Конденсаторы C1 (ноги 7-8) и C2 (ноги 7-5) подчиняются формулам:

Ёмкости в генераторе Колпитца.

Найденные по ним значения, показанные на схеме ниже, ориентировочные, и в реальности могут отличаться. Ставьте ближайший номинал, какой есть, и оно тоже будет прекрасно работать.

Амплитуда колебаний на 7 ноге порядка 300-400 mVpp.
Это совсем немного.

§3.2 Схема радиочастотной части приёмника.

После некоторых экспериментов схема нарисовалась предельно простой:

Схема приёмной части.

Тут нет каких-либо разночтений с даташитом. Внешних деталей мало, все они необходимы. Поэтому лишь краткие пояснения:

  1. Питание чипа застабилизировано на уровне 5 Вольт.
    Применён мелкий линейный последовательный стабилизатор 78L05.

  2. Частота гетеродина задана кварцем с подстройкой дросселем.
    На дросселе маркировка 100 µH, но по прибору только 82 µH.
    Частота таким дросселем уводится на 3.579 МГц.

  3. Входной каскад УВЧ пусть будет по схеме с ОБ.

    Предпринималась попытка попробовать воспользоваться каскадом в схеме с ОЭ, заземлив по ВЧ первую ножку, и подав сигнал на вторую.

    Результат не понравился.
    Оставим схему такой, какой её спроектировал производитель.

  4. Выход УВЧ можно сделать и резонансным, в полном соответствии с даташитом. Но не хочется громоздить контур. При наличии кварцевого фильтра на входе, смысла в контуре уже нет никакого. Ну разве что из соображений спектральной чистоты.

    Проще на 3 ногу повесить дроссель на 100 µH (реально 82 µH), а с выхода УВЧ на 4 ногу смесителя поставить конденсатор ёмкостью 22 pF.

    Конденсатор именно такого номинала вместе с дросселем и емкостями чипа образует последовательный резонансный контур на частоту радиоканала, с весьма размытым резонансом. Потому как добротность дросселя никакая.

    Хотя входное сопротивление смесителя составляет около 4 кОм, а индуктивность в 82 µH на частоте радиоканала сопротивляется как 2000 Ом, местный автор полагает, что подгонять одно под другое для согласования сопротивлений вряд ли требуется.

  5. Общее усиление каскада от ВЧ входа до НЧ выхода не менее 50 dB.
    Это в десятки раз больше, чем даёт чип SA612AN.

Чувствительность и динамический диапазон мы замерим чуть позже.

§3.3 УНЧ с глубокой АРУ.

Давайте вспомним, что наш девайс по замыслу не должен иметь никаких органов настройки и регулировки, что подразумевает обязательность каскада с очень глубокой АРУ (Автоматической Регулировкой Усиления).

Безусловно, никто не запрещает поставить ОУ с требуемым усилением, продетектировать выходной сигнал, и полевым транзистором зашунтировать сигнальный вход, охватив тем самым весь каскад цепью АРУ. Идеальная проходная характеристика, конечно, не получится, но понавтыкав в цепь ООС разные хитрости, к идеалу возможно подойти весьма близко.

Местный автор честно проделал всё вышесказанное, и не получил никакого удовольствия. Номиналы элементов схемы критичны, и весьма зависимы от применённых деталей. Просто заменив один тип диода на другой, мы будем вынуждены менять что-то ещё. Шаманства же хотелось избежать.

Как правило, любая проблема не уникальна, с нею люди уже сталкивались. Если проблема типовая, то для неё сыщется массовое решение. Так что местный автор тупо пошёл на сайт ближайшего радиомагазина, и посмотрел номенклатуру чипов ценой порядка 50 центов. Потому как есть народная примета - недорогие вещи распространены, не дефицитны, и прекрасно знакомы людям.

BA3308, аналог KA22241

Действительно, легко сыскались хорошо известные чипы BA3308 и KA22241B в уже знакомом нам корпусе SIP-9. Причём у них есть масса аналогов в корпусе SIP-10, содержащих резистор обратной связи прямо внутри чипа.

На всякий случай табличка аналогов:


Чип: Т,°C: Vcc, V
BA3308 0+85 4.5-14
KA22241 -20+75 5.0-16
Корпус SIP-10 и другая распиновка!
KA22242 -20+75 4.0-12
BA3310N -25+75 4.0-12
BA3312N -25+75 4.0-12
LA3225T -20+75 3.8-12
LA3226T -20+75 5.5-12

Функционально это тракт записи/воспроизведения кассетного магнитофона, естественно, выполненный в стерео варианте. Соответственно, состоит из двух одинаковых ОУ, на выходе каждого пиковый детектор. Через схему управления он ограничивает усиление ОУ, поддерживая выходной сигнал не выше некоторого порогового уровня.

Однако АРУ работает по обоим каналам сразу, так как выходы детекторов уровня сигнала объединены, и подключены к общей интегрирующей цепи на пятой ножке. Посему использовать две идентичных половинки чипа независимо, либо в разных цепях, вряд ли получится.

Номиналы деталек макета нарисованы «как есть», с замером их прибором:

Основной УНЧ с глубокой АРУ на чипе BA3308.

RC цепь на входе посчитана на частоту среза 1.8 кГц по уровню -3 dB.

По идее, хорошо бы было и в усилительном каскаде номинал конденсатора в цепи обратной связи также поставить для частоты среза порядка 2 кГц, однако при его ёмкости в 2.2 nF усилитель возбуждается. Пришлось ёмкость этого конденсатора уменьшить в 10 раз. Но совсем убирать его не стоит.

Далее смотрим проходную характеристику смакетированного каскада.
График нормированного усиления каскада, кликабелен:

Проходная нормированная характеристика BA3308.

За уровень 0 dB тут принят сигнал на выходе каскада амплитудой 2.4 Vpp.
Усилитель линеен от 50 µVpp до 8 mVpp по входу (диапазон 44 dB).
Далее до 3000 mVpp по входу (>51 dB) выходной сигнал не меняется.

В других координатах получим более наглядную картину (кликабельно).
Зависимость усиления всего тракта от величины входного сигнала:

Зависимость усиления BA3308 от величины входного сигнала.

Без всяких расчётов видно, что на малом сигнале усиление порядка 49 dB.
Глубина АРУ действительно не менее 51 dB.

Получается, если точку перегиба графика 8 mVpp сопоставить эфирному сигналу S9, то вплоть до S9+50 dB модем гарантированно будет держать сигнал неизменным, при этом не перегружаясь, и не требуя никаких ручных регулировок, ограничивающих усиление тракта (крутилки громкости или аттенюатора не нужны).

Главное, чтобы микросхема радиочастотной части тракта не перегружалась столь большим сигналом. Проверим этот момент.

§3.4 Предварительные характеристики тракта.

§3.4.1 Сквозная характеристика приёмного тракта.

Теперь соберём всё воедино - кварцевый фильтр, радиочастотную часть тракта на чипе LA1185, усилитель НЧ с АРУ на BA3308. Пока на макете без экрана, не показывающего в силу этой причины истинной чувствительности.

Сквозная характеристика в единицах dBm по обеим осям выглядит так:

Проходная характеристика макета радиотракта.

Перегиб кривой немного не дошёл до уровня входного сигнала -73 dBm (S9), но с учётом затухания в антенном коммутаторе как раз там и будет. Правее кривая идёт горизонтально, рисовать эту ветвь не станем.

Динамический диапазон для уверенно слышимого сигнала составляет 30 dB. Это нормальное и вполне комфортное значение.

§3.4.2 Оценка чувствительности.

На макете уровень чувствительности по уровню 12 dB SINAD (signal-to-noise and distortion ratio) зафиксирован на уровне -107 dBm, или, грубо говоря, 1 µVrms. Примерно в этой же точке усиление тракта отклоняется от линейного закона, но это нормальное явление, на малом сигнале усиление всегда больше.

Кроме того, макет приёмного тракта, распаянный навесным монтажом на жестянке, и совершенно никак не экранированный, с удовольствием «впитывает» помехи, приходящие в обход входного кварцевого фильтра, и принимаемые прямо на монтаж. Этот эффект дополнительно отклоняет кривую вверх от асимптоты в области малых сигналов.

Ничего иного от такого вот трэша ожидать нельзя.
Корпуса кварцев тоже не заземлены, и работают как антенна.

Макет приёмного тракта в объёмном монтаже на жестянке.

Жестянка приютила блокиратор приёмного радиотракта в режиме передачи на полевом транзисторе (что громоздко, потом мы концепцию пересмотрим), и полноценный УНЧ на выходе, дабы послушать приёмником реальный эфир на динамик, и удостовериться, что звучит он правильно.

Уровень MDS (Minimum Detectable Signal) в таких условиях фиксируется на слух в районе 0.14 µV. На генераторе сигналов выставлено минимальное для него значение 1.4 mVrms, далее стоит поверенный аттенюатор -80 dB. Генератор работает в режиме излучения серии высокочастотных импульсов, что весьма хорошо эмулирует телеграфный сигнал с уровнем -124 dBm.

Возможно, достижима и более высокая чувствительность в телеграфном режиме, но никакого другого аттенюатора нет в наличии. Да и отсутствие экранирования наводит в приёмном тракте эфирные завывания, в которых телеграфный сигнал уже вот-вот потеряется.

Вспомним, что цифровые моды по определению способны приниматься при уровнях телеграфных посылок, ещё слышимых ухом на фоне помех. Так что чувствительность 0.14 µV (-124 dBm) точно достигается. Вопрос в том, даст ли эфирная обстановка этой чувствительности реализоваться.

§3.5 Принципиальная схема приёмного тракта.

Таким образом, две ширпотребовских микросхемы из прошлого века, да горстка кварцев для защиты от помех, позволяют соорудить достаточно чувствительный приёмный тракт, даже на грубом макете показывающий микровольтную чувствительность.

Вот то, что мы уже нагородили:

Приёмный тракт.

Появились не рассмотренные ранее элементы:

  1. Антенный коммутатор на полевых транзисторах BS170, заимствованный от «радиостанции 151 палаты», диодный ограничитель на входе кварцевого фильтра и блокиратор УВЧ LA1185 на аналоговом ключе призваны заменить собой электромаханическое реле, которым обычно переключают антенну между приёмником и передатчиком.

    Просто обесточить приёмный тракт нельзя, так как гетеродин приёмника общий, используется и в передатчике. Принципиально важно, чтобы частоты приёма и передачи в точности совпадали.

  2. Открытый канал полевого транзистора имеет какое-то совсем не нулевое сопротивление, включенное в режиме приёма последовательно с первичной обмоткой трансформатора импеданса кварцевого фильтра. Согласование с 50-омным источником нарушается, АЧХ в полосе пропускания фильтра перестаёт быть гладкой. По-хорошему, требуется отмотать несколько витков вторичной обмотки для восстановления формы АЧХ кварцевого фильтра.

  3. В режиме передачи BA3308, лишившись сигнала на входе, поднимает коэффициент усиления до предела, и производит много шума, который прямиком уходит на линейный выход. Этот шум там не нужен.

    Проблема снимается аналоговым ключом на выходе девайса.

Аналоговые ключи для коммутации режимов работают при 5 Вольтах питающего напряжения, однако управляющий сигнал RX берётся с каскада, запитанного напрямую от батареи. Местному автору неведомо, как поведёт себя чип 74HC4066 в таких условиях, поэтому уровень логической единицы по рабоче-крестьянски ограничен обычным стабилитроном.

Глава 4. Передатчик цифрового модема.

Обычно передающий тракт телеграфного или цифрового передатчика прост, как мычание. Схемотехника применима самая примитивная, так как даже не требуется линейный режим работы.

Но местный автор вообще затеял данный девайс исключительно для обкатки технологии, которую он лично ещё ни разу руками не трогал. А хотелось бы. Потому далее будет спроектирован и построен универсальный передающий тракт, одинаково пригодный для голоса, телеграфа и «цифры».

Да, конкретно тут он избыточен.
Но в более сложную SSB конструкцию просто копируется.

Обращать же основное внимание станем на технологичность.
Когда деталей может быть много, но настройка практически не нужна.

§4.1 Тракт до модулятора.

На примере «радиостанции 151 палаты» мы уже видели, что до переноса голоса на радиочастоту над этим голосом надлежит проделать ряд операций по компрессированию и лимитированию. Чем в тот раз у нас занимался готовый модуль на чипе SSM2167.

В цифровом модеме голос отсутствует, вместо него связной софт генерирует звуки волынки. Причём источником таких завываний может выступать что угодно - смартфон, ноутбук, планшет, десктоп, диктофон. Всё это железо может сильно не совпадать по уровню сигнала на линейном выходе, так что амплитуду сигнала требуется привести к какому-то уровню.

Хочется, чтобы это делалось автоматически. Например, силами микросхемы УНЧ с АРУ из приёмника. Достаточное усиление приведёт входной сигнал любого уровня к необходимому, а цепь глубокой АРУ избавит нас от риска клиппирования сигнала.

Переключение «приём-передача» тоже должно быть автоматическим (VOX). Сигнал для его формирования логичнее всего снять с детектора системы АРУ. Причём лучше задействовать оба канала усилителя-ограничителя, так как некоторый связной софт сигнал цифровых мод запускает в один канал линейного стерео выхода, а звук в другом канале частотой около 1 кГц как раз и управляет системой VOX (он появляется с опережением, а снимается с задержкой относительно цифрового сигнала).

Обычно рабочим каналом является левый (центральный штырёк штеккера), а вспомогательным правый. Всё как на этой схеме:

Обработка звука и детектор VOX.

Усиление сигнала задаётся отношением номиналов резисторов R1/R2 (и аналогичными им второго канала). В данном случае входной сигнал может быть любым в диапазоне от 100 mVpp до 5 Vpp. На выходе каскада при этом чуть больше 2 Vpp.

Детектор уровня сигнала (он же командует включением режима передачи) выполнен на транзисторе с открытым коллектором.

§4.2 VOX переключатель приём-передача.

Теперь на коллектор этого транзистора необходимо навесить схему, которая бы активировала передатчик, подключала к питанию его каскады с высоким энергопотреблением, и блокировала чувствительные каскады приёмника.

Очевидно, здесь не удастся обойтись без схем задержки, а они логичнее и проще всего реализуются на элементах триггера Шмидта CD4093BE:

Логика цепей VOX.

Советский аналог для CD4093 зовётся К1561ТЛ1. Тоже пойдёт.

Тут мы видим два однотипных каскада с задержкой импульса по заднему и переднему фронтам, с прямым и инверсным выходами в каждом. Работает это всё вот каким образом:

  1. При подаче питания в такой схеме не возникает никаких переходных процессов, передатчик не будет хаотично включаться и отключаться. Многие DIGI модемы этим грешат.

  2. При срабатывании системы VOX на выходе RX появляется высокий уровень, активирующий блокировки в нежных каскадах приёмника.

  3. Через 1 секунду (можно и чуть меньше) на выходе TX сигнал низкого уровня активирует ключ питания передатчика. Правая часть рисунка демонстрирует возможный вариант такого электронного выключателя.

  4. При исчезновении сигнала VOX передатчик обесточивается сразу.

  5. Спустя 1 секунду снимаются блокировки в приёмнике.

  6. При отключении девайса по питанию опять-таки не возникает никаких переходных процессов, и девайс не будет пытаться отправить в эфир свой последний привет.

Предлагаемое решение подкупает малым числом деталей и их скромными габаритами (использованы весьма мелкие керамические конденсаторы, а не электролиты). И включает приёмник с передатчиком через паузу, дабы не спалить одно другим.

Наличие прямых и инверсных выходов с нагрузочной способностью никак не менее 1 mA позволяет навесить на них коммутаторы, работающие от сигналов как высокого, так и низкого логических уровней.

§4.3 Модулятор.

Переносом сигнала на радиочатоту занимается модулятор, и этот каскад универсален. Не очень важно, каков исходный сигнал (голос или звуки волынки), модулятор работает со всем этим совершенно одинаково. Поэтому создадим максимально качественный модулятор, какой бы мы хотели видеть в SSB тракте с достойными характеристиками.

§4.3.1 Ключевой смеситель.

Сегодня качество обеспечивается смесителем на ключевых элементах.
Для ознакомления с ними предлагаются три лаконичных статьи.

  1. Как это вообще работает, на уровне концепции и в картинках:
    The Switching Mixer: How to Multiply RF Signals without a Multiplier

  2. Введение в теорию, но на русском языке: Валерий Лифарь.
    Секреты преобразования частоты. Как работает ключевой смеситель?

  3. Первые практические конструкции на советских цифровых чипах.
    Сергей Макаркин. Ключевые смесители на микросхемах.

Третья статья воистину эпична, и станет базой для нашего инжиниринга.

За прототип возьмём смеситель на диодах. В нём сигнал опорного гетеродина открывает диоды попеременно.

Одинокий кварцевый резонатор обозначает собой кварцевый фильтр высокого порядка, отфильтровывающий частично подавленную несущую и вторую боковую полосу.

Теперь заменим диоды на аналоговые ключи.

Сигнал опорного генератора изъят из тракта, в остальном всё то же самое.

Но тут есть одна проблема. Высокочастотный балансный трансформатор нам не нужен.

В тех случаях, где требуется воспроизводимость, и есть желание избежать любого вида шаманства, схему «переворачивают», симметрируя её не со стороны высокочастотного трансформатора, а с другого конца, вводя для этого низкочастотный трансформатор, дающий противофазный НЧ сигнал:

Балансный ВЧ трансформатор изымается.
Смеситель нагружен на кварцевый фильтр cо стандартным элементом согласования.

Именно такой подход реализован на пятом рисунке из нашей фундаментальной обзорной статьи. Он здравый.

Может показаться, что НЧ трансформатор тоже не подарок. Он велик, и его ещё надо где-то добыть. Но мы не пойдём на охоту, а просто его эмулируем.

§4.3.2 Эмулятор НЧ трансформатора.

Готовое решение приводится на рисунке 6 всё той же обзорной статьи.

Тут подойдёт любой сдвоенный ОУ уровня LM358N. Только проверьте его по даташиту на умение работать при однополярном напряжении 5 Вольт, питающим прочие чипы модулятора.

Возможно, заглянув в даташит, стоит выбрать микросхему LM258N, ибо в таком исполнении она работает и при отрицательных температурах тоже.

Сдвоенные операционные усилители LM258N.

Схема формирователя парафазного НЧ сигнала может выглядеть так:

Формирователь парафазного НЧ сигнала на ОУ LM358N.

НЧ сигнал с компрессора поступает на прямой вход ОУ. Так как чип LM358N при однополярном напряжении питания способен выдать на входе не более 2.1 Vpp неискажённого сигнала, резистор между 6 и 7 ножками чипа подбирается таким, чтобы размах сигнала на 7 ножке не превышал 2 Vpp. Смотреть осциллографом.

Поскольку лимитёр на чипе BA3308 уже выдаёт сигнал амплитудой 2 Vpp, усиливать его не требуется. Вместо резистора ставится перемычка.

Сигнал на выходе первого ОУ синфазен входному, а нам ещё требуется противофазный сигнал той же амплитуды. Он рождается во втором ОУ, включенным как инвертирующий. Резисторы, подключенные ко 2 ножке, должны быть возможно близкого номинала, так как от этого каскада хочется строго единичного коэффициента усиления.

Если нагрузочная способность обоих ОУ одинаковая, на выходах Q1 и Q2 должен наблюдаться строго парафазный сигнал. Причём формируется он относительно половины напряжения питания, всё как любят ключи на КМОП транзисторах. Отдельная цепь смещения ключам не потребуется.

Далее встаёт вопрос о собственно ключевом коммутаторе.

§4.3.3 Выбор аналоговыех ключей.

Сегодня все медитируют на чип FST3125 или какой-нибудь близкий аналог.
Практически все они в SMD корпусах, что не вдохновляет.

Местный автор не готов паять SMD корпуса под мелкоскопом, да и нет у него в шаговой доступности такой экзотики. Но имеется «народная» 74 серия, распространённая повсеместно, иногда даже в виде залежей. Наверное, по лбу не стукнут, ежели задействовать этакую древность.

Номенклатура 74 серии в плане аналоговых ключей весьма разнообразна:

µ-схема: Тип ключа: Сопротивление ключа Ом, при Uпит
4.5 V 6.0 V 9.0 V
74HC4316 4*SPST 160 120 80
74HC4066 4*SPST 50 45 35
74HC4053 3*SPDT 80 70 60
74HC4052 2*SP4T 80 70 60
74HC4051 1*SP8T 80 70 60

Первые две микросхемы содержат 4 замыкаемых ключа, третья - три переключаемых, а дальше идут мультиплексоры. Смеситель построится из любого чипа, но у 74HC4066 наименьшее сопротивление открытого ключа. Хотя особого смысла гнаться за низким сопротивлением открытого ключа нет, ведь НЧ сигнал «цифры» у нас аж двухвольтовый.

Такие микросхемы доступны повсеместно, аналоги даже не рассматриваем:

Аналоговые ключи SN74HC4066N.

§4.3.4 Практическая схема смесителя.

Формирователь парафазного управляющего сигнала с частотой опорного генератора проще всего построить на элементах «исключающее или». Они волшебные - если один из двух входов элемента посадить на массу, он станет повторителем, а если на шину питания, то инвертором. Что позволяет организовать прямой и инверсный выход из одного сигнала, с совпадением фронтов.

В 74 серии таким чипом будет SN74HC86N:

Исключающее или SN74HC86N.

Схема ключевого смесителя на SN74HC86N и SN74HC4066N традиционна:

Формирователь парафазного ВЧ сигнала на 74HC86N.

Резистор R1 служит элементом балансировки, его номинал подбирается по минимальному ВЧ сигналу на выходе аналоговых ключей при отсутствии НЧ сигнала. Либо по наиболее симметричному DSB сигналу, наблюдаемому осциллографом в той же точке. Критерий правильной балансировки может быть разным.

Синусоидальный сигнал опорного генератора амплитудой 1 Vpp подаётся слева. В точки Q1 и Q2 подключается выход предыдущего фрагмента схемы, за аналоговыми ключами стоит кварцевый QER фильтр с трансформаторами импеданса на концах.

Фильтр позаимствован из приёмного тракта, на рисунке показан лишь его кусочек, для демонстрации способа подключения.

Буфер гетеродина.

В качестве опорного генератора вполне можно использовать гетеродин приёмника, ведь удобно, когда частоты приёма и передачи совпадают.

Обидно, что гетеродин микросхемы LA1185 на 7 ноге выдаёт недостаточное высокочастотное напряжение. Потребуется усилитель, а по совместительству буфер для исключения влияния других каскадов на частоту гетеродина.

Схема может быть простейшая. Конденсатор в базовой цепи минимально возможной ёмкости, только чтобы амплитуда колебаний в точке «LO» достигала 1 Vpp.

В режиме передачи «цифры» первые два логических элемента переводятся в линейный режим, и в статическом состоянии потребляли бы по 20 mA каждый. Но частота опорного генератора высока, так что и сквозной ток через логические элементы в действительности не протекает. Но из-за особенностей схемы явно не стоит включать эту часть тракта на передачу при не работающем опорном генераторе.

Каскад отключается снятием логической единицы со входа «TX DIGI», все элементы при этом выставляют на своих выходах 0, не расходуя тока и размыкая аналоговые ключи. Сигнал с опорного генератора на входе «LO» амплитудой 1 Vpp недостаточен для открывания логического элемента, так что опорный генератор можно не отключать.

§4.3.5 Оценка смесителя на аналоговых ключах.

Кварцевый фильтр с трансформаторами импеданса, взятый из приёмного тракта, хорошо согласовался с модулятором. На другом конце фильтра 50-омная вторичная обмотка нагружена на резистор номиналом 51 Ом и подключенный параллельно резистору осциллограф.

Подадим на вход модулятора сигнал 1 Vpp с частотой 10-2000 Гц с внешнего генератора. Частота опорного генератора 3.5789 МГц, в качестве которого мы договорились применить гетеродин приёмника, общий как на приём, так и на передачу для цифрового режима.

Осциллограф намерил 400 mVpp, что может оказаться многовато для раскачки драйвера усилителя мощности. Но если увеличить сопротивление резисторов на выходах операционных усилителей (они подключены к точкам Q1 и Q2) с 68 до 270 Ом, то амплитуда SSB сигнала на выходе фильтра упадёт вдвое, до 200 mVpp.

Примерно в этих пределах, от 0.1 до 0.4 мВт мощности на выходе SSB формирователя, можно задавать аппаратно. Это достаточный уровень, так как последующие каскады обычно имеют коэффициент усиления 38-39 dB.

Подав сигнал с кварцевого фильтра на аттенюатор -80 dB, получившим 20 µVpp (это 7 µVrms, именно в таких единицах измеряют чувствительность приёмников), что пригодно для наблюдения спектра RTL-SDR донглом:

Спектр сигнала на выходе SSB формирователя.

Модулирующий сигнал циклично менялся от 10 Гц до 2 кГц за 100 mS, но для получения статичной не трепыхающейся картинки выставлено большое время накопления сигнала.

Эта же картинка характеризует и кварцевый фильтр.
Диапазон для самоделок 3579545±200 Гц обозначен голубой полосой.
С «цифрой» же будем работать в участке 3.5800-3.5804 МГц.

Красная вертикальная линия - частота опорного генератора.
На выход модулятора частота опорника не просачивается совсем.

Подавление нижней боковой полосы вблизи «опоры» недостаточное. Но это лишь при частотах модулирующего сигнала до 200 Гц. «Цифру» мы будем формировать тональным сигналом в районе 1100-1500 Гц, а такие частоты в зеркальный канал уже не попадают.

Интересно, что мы увидим при медленной развёртке. Увеличим её период со 100 ms до 5 s. На AF дисплее терминала HDSDR просматривается вот такая полосатость:

Спектральная чистота сигнала на выходе SSB формирователя.

Физически это несущая, медленно пересекающая полосу пропускания кварцевого фильтра, а потому дающая на выходе приёмника звук с линейно возрастающей частотой.

Оранжевая часть тела полосок примерно соответствует уровню перехода от красного к зелёному цвету на предыдущем рисунке.

Здесь мы видим кардинальное отличие ключевого смесителя от двойного балансного на микросхемах вроде SA612 и аналогичных им, использующих ячейку Гильберта. У тех на подобной картинке явно видна полоска второй гармоники модулирующего сигнала. Тут же от неё нет и следа. Про то, что от ячейки Гильберта не добиться столь высокого уровня на выходе фильтра основной селекции, даже и упоминать не станем.

Так что мысль о превосходстве ключевых смесителей над традиционными, много где и неоднократно высказанная, совершенно справедлива. Даже на столь допотопных аналоговых ключах из прошлого века получается SSB модулятор с приемлемыми характеристиками. Причём и балансируется он гораздо проще.

Недостаток только один.
Нам понадобились аж три чипа с обильной рассыпухой.

§4.3.6 Наш ключевой смеситель не очень примитивен?

Вроде бы ключевой смеситель в составе SSB модулятора работает исправно, но таки сомнения гложут. Ведь использованы лишь два ключа микросхемы 74HC4066N из четырёх. Может быть, мы что-то упускаем?

Например, напрашивается мысль соединить пару оставшихся аналоговых ключей параллельно с уже используемыми, что должно уменьшить вдвое их сопротивление в открытом состоянии.

Давайте для начала заглянем в даташит, и полюбуемся на типовой график сопротивления открытого ключа:

Сопротивление открытого ключа чипа 74HC4066N.

У нас питающее напряжение 5 Вольт, это весьма близко к верхней кривой.
Сигнал на ключи приходит амплитудой ±1 Vpp относительно уровня 2.5 V.

Инкремент по горизонтальной оси графиков даташита выбран удивительно неудобным. Минимум на кривой близок к 2.5 Вольт, это как раз уровень, относительно которого разворачивается звуковой сигнал. Пики сигнала по вольту в каждую сторону приходятся на уровни 1.5 и 3.5 Вольт.

Стало быть, при наращивании модулирующего звукового сигнала он нуля до максимума, сопротивление ключа увеличивается от 40 до 45 Om, причём немного несимметрично для противоположных полуволн сигнала.

Имеет ли смысл параллелить ключи?

Конечно, сопротивление открытого ключа упадёт вдвое, но какой нам от этого толк? Просто трансформатор импеданса на входе кварцевого фильтра придётся пересчитать на 20-22 Om, только и всего. Выигрыш по мощности нам не нужен, её и так достаточно.

С другой стороны, запараллеливание ключей просуммирует их ёмкости, чего бы сильно не хотелось. Разглядывая осциллограммы процессов на управляющих входах аналоговых ключей, местный автор не впечатлился. Перфекционисту на это лучше не смотреть.

Получается так, что самый простой смеситель только из двух аналоговых ключей лучше всего и работает. Более того, он максимально близок к «50-омной технике», что завсегда хорошо из соображений унификации.

§4.4 Усилитель мощности.

Хотя при работе цифровыми модами и телеграфом нет особой нужды в линейном усилителе мощности, тем не менее именно такой усилитель мы себе и поставим. Тому есть ряд причин:

  1. У качественного линейного усилителя зависимость между мощностью на входе и на выходе по определению строго линейная. Просто меняя где-то в тракте амплитуду сигнала, мы тем самым можем варьировать мощность передатчика не менее чем на три порядка (скажем, 10mW, 100mW, 1W).

    С нелинейным усилителем так может не получиться. У него рабочие точки каскадов выбраны определённым образом, и при отклонении амплитуды сигнала от номинальной сам сигнал может искажаться.

    Вряд ли целесообразно сходу натыкаться на ограничения.
    Вдруг нам позарез потребуется поиграться с мощностью модема.

  2. Отказ от линейного усилителя мощности обычно обусловлен желанием повысить общий КПД передатчика. Ибо линейный усилитель класса A имеет КПД 20%, у класса AB он редко бывает выше 40%, а вот дальше (C, D, E...) уже начинаются чудеса.

    КПД чудесатых каскадов, действительно, может достигать 80%.
    Весь вопрос в том, какой ценой это даётся.

    Да, можно никаким усилением сигнала не заниматься, а применить сигнал к ключевому каскаду, сформировав меандр. Ежели кто помнит математику про разложение меандра в ряд Фурье, то, приняв за единицу амплитуду первой (нужной нам) гармоники, третья гармоника получит амплитуду ⅓, пятая - ⅕, и так далее до бесконечности.

    Излучать в эфир напрямую это ни в коем случае нельзя, потребуется качественный антенный фильтр. Если фильтр действительно хорош, высшие гармоники рассеются в тепло, а на выходе фильтра мы получим 43% мощности от подведённой. Это реальные цифры по фильтрации меандра в первую гармонику кошерным ФНЧ.

    Честно говоря, местному автору слегка непонятен гешефт от получения максимального теоретического КПД ключевого каскада в 81.5%, но с последующей фильтрацией меандра в синусоиду с КПД порядка 43%, что даёт итоговые 35% энергоэффективности. Примерно того же можно добиться от заурядного линейного усилителя мощности, работающего в режиме класса AB.

§4.4.1 Силовые транзисторы.

Силовые транзисторы можно взять какие угодно, самые что ни на есть ширпотребовские, стоимостью в доллар за десяток. Местный автор выбрал 2SC5171, но подойдут любые другие из доступных. Главное, чтобы они были достаточно высокочастотные, работали до 100-200 МГц.

Среднечастотные транзисторы 2SC5171 в изолированном корпусе TO-220F.

Возможно, покажется странным задействовать 20-Ваттные транзисторы в передатчике с выходной мощностью на порядок меньше. Но смысл есть:

  1. Транзистор 2SC5171 высоковольтный (180 V).
    При обрыве фидера либо антенны пробиться он не должен.

  2. Многократный запас по мощности не позволит транзистору погибнуть при коротком замыкании в нагрузке.

  3. Ну и обратите внимание на корпус TO-220F. Несмотря на стандартное крепление под болт, корпус транзистора полностью изолирован, он пластмассовый со всех сторон. Его можно крепить на металлическое шасси без всяких изолирующих прокладок, что просто удобно.

Таким образом, избыточно мощный транзистор в изолированном корпусе сильно облегчает нашу жизнь, и спасает от разных обидных кунштюков.

В принципе, никто не настаивает на именно такой модели транзистора. Просто у автора не было никаких транзисторов вообще. И раз уж их всё равно пришлось покупать, почему бы не взять затейливый, но дешёвый и весьма распространённый (такие ставят в аудио усилителях мощности).

Удобная выбиралка транзисторов по параметрам от chipdip.ru Правда, там не фигурируют современные транзисторы типа 2SC6144 в интересующем нас корпусе TO-220F. А они хороши.

§4.4.2 Схемотехника усилителя мощности.

Поскольку усилитель мощности мы будем создавать с нуля и фактически из каких попало деталей (на 2SC5171 передатчик точно ещё никто не делал), давайте набросаем алгоритм такой созидательной деятельности. Чтобы читатель, взяв любые другие и тоже какие попало детали, всё-таки смог получить работающую конструкцию.

Для упрощения задачи усилитель мощности мы будем строить на основе двухтактного каскада. Потому как деталей в нём мало, а настроек, кроме установки тока покоя, и вовсе нет никаких.

Собираем макет:

Схема макета оконечного каскада усилителя мощности передатчика.

В качестве феррита для трансформаторов возьмём китайские «зелёные кольца», уже встречавшиеся в данном опусе немного ранее. Как показал эксперимент, они вполне пристойно работают, снимая тем самым проблему доставания культового «амидона». Хотя и другой феррит, с магнитной проницаемостью µ от 300 и выше, тут тоже применим. Типоразмер не особо критичен.

Входной трансформатор мотается тремя скрученными вместе проволочками, в качестве которых вполне подойдёт витая медная пара от кабеля для компьютерных сетей. В колечко внутренним диаметром 6 мм удалось пропихнуть такую скрутку только 5 раз, так что входной трансформатор насчитывает 5 витков для каждой обмотки.

    Обратите внимание, этот трансформатор временный, он явно не согласует источник сигнала с базовыми цепями усилителя должным образом, так что дальнейшие замеры максимально достижимой выходной мощности носят весьма приблизительный характер.

    Сейчас мы заняты дизайном выходного трансформатора, а к входному вернёмся при постройке драйвера, когда станет ясно, что с чем надлежит согласовывать по сопротивлению. Пока же у нас такого понимания нет.

Выходной трансформатор традицией предписывается исполнить на двух кольцах, составленных «биноклем». Первичная обмотка содержит 4+4 витка, со вторичной пока что ещё ничего не ясно. Но так как коэффициент трансформации задаётся соотношением витков первичной и вторичной обмоток, причём с дискретностью в один виток, согласование с 50-омной нагрузкой может получиться при первичной обмотке 3+3 или 5+5 витков.

По хорошему, такие вещи считаются.
Но не все выживают после лицезрения формул, так что по-простому...

§4.4.3 Согласование импеданса усилителя с нагрузкой.

Пока в качестве вторичной обмотки мотаем побольше провода.
Если в первичке 4+4 витка, вторичка пусть содержит 12 витков.
Сразу нагружаем вторичную обмотку эквивалентом нагрузки 50 Ом.

Подаём питание на макет, и подбором резистора R1 создаём такое смещение на базах транзисторов, чтобы блок питания показал потребление около 60 mA от источника 12 V. Проще ткнуться милливольтметром на резисторы R3 и R4 - падение напряжения на них обязано быть одинаковым, около 30 mV. Что говорит об идентичности характеристик транзисторов.

Теперь можно подать на вход сигнал частотой 3.58 МГц от генератора, в диапазоне амплитуд от 50 mVpp до 5 Vpp. Выходной сигнал должен меняться от долей миливатта до пары Ватт, охватывая 4 порядка. Важно, чтобы на зависимости выходной мощности от входной экспериментальные точки легли на прямую.

Встаёт вопрос, как переводить показания осциллографа (им мы измеряем напряжение на нагрузке в Вольтах от пика до пика) в единицы dBm. Для этого есть формула, в которой R=50 Ом:

Перевод Vpp в единицы мощности.

Генератор высокочастотных сигналов сразу даёт синусоиду на радиочастоте, амплитуду которой можно заказать в единицах Vpp. Предполагаем, что входной трансформатор имеет импеданс 50 Ом, а если это не так, не важно. Главное, что и входной, и выходной сигнал мы можем выразить в единицах dBm, и в таких осях построить график.

Если графикопостроительный софт вообще не поддерживает математику, и прописать в него формулу не получается, воспользуйтесь калькулятором, умеющим переводить Vpp в dBm и прочие единицы.

Теперь снимайте проходную характеристику макета усилителя, отматывая для каждой новой кривой по витку вторичной обмотки. Вот лабораторная работа, проделанная автором (кликабельно для рассмотрения в деталях):

Проходная характеристика двухтактного каскада.

Основная часть зависимостей не показана, потому как наблюдать линейный участок не интересно. Но этот участок апроксимирован прямыми линиями, от которых графики начинают отклоняться на больших мощностях. Именно этот фрагмент картины и представлен рисунком.

Количество витков вторичной обмотки для каждой кривой отмечено на врезке. Там же зафиксирован ток, потребляемый каскадом от источника 12 Вольт для выходной мощности 1 Ватт, замеренной на нагрузке 50 Ом.

Хорошо видно, что при выходной мощности 1.5 W не всё равно, сколько витков во вторичной обмотке намотано. Хорошее согласование по мощности наблюдается для кривых красного и зелёного цвета. И тут самое время узнать выходное сопротивление каскада, чтобы осмысленно согласовать его с нагрузкой.

Формула проста:

Соотношение витков и сопротивлений трансформатора импеданса.

R50 - сопротивление нагрузки, 50 Ом.
N - число витков первичной обмотки.
M - число витков вторичной обмотки.
Z - искомое выходное сопротивление каскада.

Расчётный импеданс нашего каскада в районе Z=16 Ом. Будет хорошей мыслью попытаться согласовать нагрузку с чуть большим и чуть меньшим импедансом.

Для этого составим табличку по мотивам приведённой выше формулы:

Z, Om: N, turns: M, turns: R, Om:
3.0 3 12 48.0
4.0 3 11 53.8
4.5 3 10 50.0
7.0 3 8 49.8
7.0 4 11 52.9
8.0 4 10 50.0
9.0 3 7 49.0
10.0 5 12 51.8
10.0 4 9 50.6
11.0 6 13 51.6
12.5 4 8 50.0
15.0 6 11 50.4
15.0 5 9 48.6
16.0 4 7 49.0
18.0 3 5 50.0
20.0 5 8 51.2
22.0 4 6 49.5
25.0 4 9 49.0
26.0 5 7 51.0
28.0 3 4 49.8

Отношение витков в обмотках трансформатора подобрано таким, чтобы импеданс каскада приводился к сопротивлению нагрузки, как можно более близкой к 50 Ом.

По науке нам следует попробовать ещё парочку вариантов трансформатора, 3:5 и 5:9. То есть на строчку выше и ниже Z=16 из таблицы. И что видим?

Сравнение трансформаторов импеданса 5:9, 4:7 и 3:5

Синяя и зелёная кривые практически совпадают, но у зелёной кривой компрессия наступает раньше. Красная кривая всё-таки смотрится лучше, так что трансформатор импеданса 4+4+7 - наш осознанный выбор. Хотя мы честно проверили альтернативы.

Как правило, у двухтактных усилителей мощности на не шибко мощных биполярных транзисторах трансформатор импеданса обычно и получается близким к соотношению 1:2 по виткам. Никто и никогда его не тестирует таким вот образом. Однако всегда лучше знать, чем не знать. Теперь же Вы умеете подходить к намотке трансформатора ответственно.

§4.4.4 Альтернативный вариант согласования.

Радиолюбители практикуют способ нахождения выходного сопротивления усилителя попроще, сперва намотав тестовый трансформатор с единичным коэффициентом передачи (в нашем случае 4 витка втрое сложенной и скрученной проволокой). Теперь, нагружая усилитель резисторами разного номинала, находят такой, на котором выделяется наибольшая мощность. При этом номинал резистора в Омах и будет искомым значением Z. А уж зная его, остаётся лишь намотать по табличке трансформатор импеданса, согласующий усилитель с 50-омным эквивалентом антенны.

Можно было бы поступить и так, но есть нюанс.
Давайте взглянем на парочку графиков в одних осях:

Согласованная нагрузка как функция мощности.

Это не что иное, как наша модель усилителя с тщательно подобранным трансформатором импеданса, но работающая не в полную силу. При входном сигнале уровнем 15 dBm (синяя кривая) усилитель согласован на 90 Ом, а при 16 dBm уже на 70 Ом (зелёная кривая). На максимальной мощности, вблизи точки однодецибельной компресии, усилитель разовьёт порядка 2 Ватт на эквиваленте нагрузки 50 Ом, причём именно на это сопротивление он и будет согласован.

Но если оперировать только таким графиком, не контролируя линейность режима работы, мы получим весьма скверный по спектру сигнал. Потому что где находится точка однодецибельной компрессии, мы не видим.

§4.4.5 Ток покоя каскада.

В ситуации, когда вроде бы даже «железные» характеристики каскада типа импеданса зависят от такой чепухи, как уровень входного сигнала, было бы интересно посмотреть проходную характеристику при разном токе покоя. Транзисторы довольно мощные, и должны требовать существенного тока.

Будет хорошей идеей брать стабилизированное напряжение 9 Вольт, и через резистор небольшого сопротивления подавать его на диод в базовых цепях каскада. Подобным образом поступают, чтобы мощность усилителя не зависела от питающего напряжения (от 10 до 15 Вольт по питанию так и получилось). Ток покоя каждого транзистора контролируют по падению напряжения на эмиттерном резисторе.

Этот ток задаётся номиналом резистора, стоящим между пятивольтовым стабилизатором (использован 78L09) и диодом в базовой цепи. Учебники советуют устанавливать ток покоя в 25-30 mA. Посмотрим на «верхнюю» часть кривых, где они уходят в насыщение:

Проходная характеристика двухтактного усилителя мощности при разном токе покоя.

Семейство кривых снималось вплоть до значения тока покоя 100 mA на каждый транзистор, но выше 50 mA его поднимать смысла нет, все графики неотличимы от красной кривой, просто идут с чуть другим наклоном. Видимо, значение порядка 25-30 mA оптимально, хотя бы из соображений экономии энергии. Дальнейшее увеличение тока покоя не расширяет динамический диапазон каскада, и не повышает его линейность.

Понятно, ток покоя обычно оптимизируется под совсем другие параметры (минимум IMD), однако местный автор пока не научился оперировать столь сложными штуками, уж простите его покорно.

§4.4.6 Применимость китайского феррита в УМ.

Предшествующий опыт с «SSB радиостанцией 151 палаты» показал, что в выходном трансформаторе импеданса хорошо работают лишь ферритовые кольца с советской маркировкой НН и магнитной проницаемостью 400-1000. Это некий аналог «амидона» из 43 материала.

Удивительно, но китайский зелёный феррит тут тоже применим.
Такие кольца в выходном каскаде передатчика не греются совсем.

Правда, если сравнить трансформатор на арматуре от контуров ПЧ с точно таким же, но на китайском зелёном феррите, то при выходной мощности 1 Ватт в первом случае по питанию потребляется 240 mA против 260 mA.

Как видим, потери всё-таки есть, но они мизерные.

Стало быть, на частоте порядка 3.6 МГц неказистые поделия по бросовой цене с АлиЭкспресса нас вполне удовлетворяют. Что совершенно точно не распространяется на кратно высокие частоты. Но те нас и не волнуют.

§4.5 Драйвер усилителя мощности.

Задача поднятия мощности от нескольких сотен mV на высокоомном выходе кварцевого фильтра до нескольких Вольт на низкоомном входе двухтактного усилителя мощности не бог весть какая сложная. Это каскад, работающий в линейном режиме.

Мысль применить в драйвере чип видеоусилителя с двойным парафазным выходом (NE592N8, TL592BN или LM733) себя не оправдала. Не удалось раскачать выходной каскад на биполярных транзисторах. Что, побеждаемо, но простота схемы утрачивается, и затея теряет смысл.

Драйвер.

Поэтому делаем драйвер совсем примитивным, как привыкли. Да, это каскад на одиноком транзисторе.

Правда, при работе в линейном режиме класса А, сквозной ток каскада должен составлять 20-30 mA. Что не экономично, и транзистор ощутимо греется. Если использовать что-то вроде 2N2222.

200 с лишним милливатт - это существенно, так что вполне оправдано использование в драйвере такого же транзистора, как и в усилителе мощности.

Правда, входное сопротивление каскада ожидается весьма низким, так что соединять его с кварцевым фильтром SSB формирователя придётся с помощью трансформатора. Хотелось обойтись без него, но...

§4.5.1 Рабочий режим драйвера.

Как этот примитивный драйвер настраивается?

  1. На каскад подаём питание, и даём ему прогреться.
    Рабочая точка немного зависит от температуры кристалла транзистора.

  2. Замеряем падение напряжения на эмиттерном резисторе.
    У автора резистор по факту имеет сопротивление 23 Ома.
    К нему приложено 0.54 V, то есть протекает ток чуть больше 23 mA.

  3. Рабочая точка каскада задаётся двумя резисторами в базовых цепях.
    Для разных типов транзисторов подбирать эти резисторы не пришлось.

    Однако, если используемый транзистор не встанет в линейный режим, варьируйте номинал резистора между базой и коллектором, добиваясь указанного тока коллектора.

  4. При подаче на вход сигнала порядка 400 mVpp от генератора с 50-омным выходом, потенциал эмиттера не должен меняться вообще. Что означает неизменность тока коллектора, и может расцениваться как признак нужного нам линейного режима работы каскада.

      Далее не обойдётся без графиков, и возникнет одна проблема.

      Низкоомный вход драйвера знатно шунтирует 50-омный выход генератора, просаживая амплитуду сигнала в разы. Однако при рисовании графиков мы станем оперировать вбитыми в генератор циферками.

      Значения входной мощности, отложенные по горизонтальной оси в единицах dBm, будут явно неадекватны. Их нельзя использовать для нахождения сквозного усиления передающего тракта. Но нас интересует другая ось, со значениями выходной мощности.

§4.5.2 Подбор связи с усилителем мощности.

Возникает вопрос о числе витков выходного трансформатора драйвера, и их соотношении. Безусловно, такие вещи настоящими инженерами считаются на модели, но вполне допустимо и опыт поставить. Давайте распишем в подробностях, как это делается, чтобы Вы смогли по аналогии правильно собрать драйвер на любых других транзисторах и ферритовых кольцах.

Мотаем трансформатор из трёх обмоток, первичная пусть содержит 10 витков, а обе вторичных лишь по одному витку. Потому как входное сопротивление каждого из плеч выходного каскада низкое. Так что в лице этого трансформатора мы имеем типичный трансформатор импеданса, число витков первичной обмотки которого требуется подобрать, исходя из какого-нибудь параметра.

Усилитель мощности у нас линейный, так что наглядным параметром может стать «точка однодецибельной компрессии». Если строить график выходной мощности от входной, причём в двойных координатах dBm, должна рисоваться прямая линия, отклоняющаяся от асимптоты в области больших мощностей.

Чем выше кривая остаётся линейной, тем больше мощности можно снять с усилителя, не загрязняя при этом эфир.

Такие зависимости мы уже рисовали для оконечного усилителя мощности.
Вольты Vpp или Vrms можно переводить в dBm по калькулятору.
Рисовать целиком график не будем, достаточно только его верхней части:

Зависимость максимальной мощности от коэффициента трансформации в драйвере.

Уровню 30 dBm по вертикальной оси соответствует выходная мощность 1 Ватт, а 33 dBm - 2 Ватта.

Вполне естественно, большему коэффициенту трансформации соответствует большее усиление каскада. Каждый дополнительный виток первичной обмотки уменьшает усиление на 0.6 dB. Однако перед нами стоит задача добиться не наивысшего усиления, а наибольшей неискажённой мощности.

Очевидно, нашей фавориткой станет синяя кривая, трансформатор 8:1+1. Выходная мощность 33 dBm (2 Ватта) для такого варианта совершенно штатный режим работы, уход с линейной зависимости случится позднее.

§4.5.3 Входное сопротивление драйвера.

Далее нам по-любому потребуется оперировать входным сопротивлением драйвера, так что придётся измыслить методику его определения.

Представим соединение высокочастотного генератора стандартных сигналов с драйвером и усилителем, как показано на рисунке.

Схема измерения входного сопротивления драйвера.

Для генератора:

Uinput - выходное напряжение.
R50 Om - выходное сопротивление.

Для драйвера и усилителя:

X - входное сопротивление драйвера.
K - общее усиление.
Uout - выходное напряжение.

Между генератором и драйвером можно включить резистор R, который вместе с внутренним выходным сопротивлением генератора и входным сопротивлением драйвера образует делитель напряжения. Для него даже можно написать пропорцию:

Делить напряжения.

Поскольку замерить ВЧ напряжение непосредственно на входе драйвера затруднительно (любой реальный прибор добавит свой импеданс), мерить напряжение будем на эквиваленте антенны, при условии работы усилителя мощности в линейном режиме. Напряжение на входе драйвера находится как напряжение на нагрузке, делённое на совокупное усиление драйвера и усилителя мощности.

Если провести два замера, сначала при отсутствии резистора R (напряжение на эквиваленте антенны U1), а затем с таким резистором (U2), то можно составить систему уравнений, в которой K и Uinput в итоге благополучно сокращаются, и остаётся вот такое уравнение:

Формула нахождения входного сопротивления усилителя.

В авторском варианте напряжение генератора 200 mVpp, поданное на драйвер напрямую, дало на выходе U1=16 Vpp, а с резистором R=49.3 Om только U2=8.8 Vpp.

В итоге входное сопротивление драйвера получилось 10.25 Om.
С резистором 33.6 Om (U2=10.2 Vpp) результат близкий - 9.09 Om.
Для резистора 28.5 Om (U2=10.8 Vpp) получилось 9.19 Om.

Напряжение на экране осциллографа с высокой точностью не замерить, но с приемлемой погрешностью можно смело считать входное сопротивление драйвера близким к 10 Om.

§4.6 Фильтр гармоник.

В Сети есть множество онлайн-калькуляторов фильтров нижних частот для подавления гармоник передатчиков, а так же готовых схем этого каскада от разных популярных конструкций, проверенных временем.

Можно взять готовое решение, но правильнее изыскать его самостоятельно.
Проще всего какой-нибудь бесплатной софтиной на русском.
Например, моделировщиком ВЧ цепей RFSim99

При этом в модель лучше всего подставлять точные номиналы элементов, имеющиеся в наличии. Если моделирование проведено для конденсаторов в 1 nF, а по факту они имеют ёмкость 1060 pF, всё, что мы намоделируем, будет лишь отдалённо напоминать то, что на деле получим.

Сразу встаёт вопрос о порядке фильтра нижних частот.

Помня о том, что практика лучший критерий истины, местный автор обозрел схемотехнику нескольких конструкций цифровых модемов с двухтактным выходом на биполярных транзисторах. Рассматривались только авторские конструкции.

По итогам изысканий возникло ощущение достаточности антенного фильтра третьего порядка для модема с мощностью 1-2 Ватта. По крайней мере, несколько конструкторов независимо пришли к такому решению.

Хорошо, воспринимаем ФНЧ третьего порядка как П-контур, и смотрим, какова должна быть индуктивность, чтобы для фактических емкостей 1060 pF параметр S11 имел экстремум на частоте 3.58 МГц:

Моделирование антенного фильтра гармоник.

Индуктивность будем мотать на карбонильном кольце T37-2.
Это самый доступный и правильный карбонил из всех имеющихся:

Сердечники из карбонильного железа T37-2 с проницаемостью 10 на АлиЭкспрессе.

Для получения индуктивности 2.19 µH на кольце требуется разместить 22 витка. Проволоку лучше взять диаметром ½ мм, мотая её виток к витку. Катушка уложится в сегмент 300°.

Однако проверка показала, что индуктивность 2.19 µH сильно греется, чего быть не должно. Очевидно, если ёмкости конденсаторов промерены верно, что-то не так с сопротивлением входа или выхода. Скорее всего, выходное сопротивление усилителя мощности не строго 50-омное, в чём можно не сомневаться. График этого сопротивления от выходной мощности мы уже видели, и там всё затейливо.

Поэтому эмпирически подбираем величину индуктивности, меняя число витков катушки, ориентируясь на минимум потерь мощности. Оказалось, к катушке достаточно добавить всего один виток. Верный номинал - 2.35 µH.

Теперь, варьируя в нашей модели сопротивление передатчика, находим, что минимум параметра S11 попадает на частоту 3.58 МГц при его номинале 60 Om. Значит, так оно и есть, а мы вновь убеждаемся в бессмысленности собирания чего-либо в точности по описанию или расчётам, потому как должным образом оно без настройки не заработает.

    Для подтверждения этой мысли подставьте 22 и 23 витка в калькулятор T37-2 и посмотрите, какая индуктивность там насчитается.

Далее напрашивается сравнение передаточных характеристик драйвера и усилителя мощности с фильтром и без него. Исходная кривулька у нас уже есть, на рисунке она чёрная:

Потери мощности в фильтре гармоник.

Красная кривая, показывающая вклад фильтра, ведёт себя очень некрасиво. Точка однодецибельной компрессии не достигает 33 dBm (двух Ватт), хотя без фильтра передатчик выдаёт пару Ватт практически в линейном режиме.

Это означает, что китайский вариант карбонильного железа под маркой T37-2 даже отдалённо не соответствует даташиту, и может применяться только в одноваттных передатчиках.

И что теперь с этим делать?

Никто не запрещает сложить два кольца T37-2. И точно так же намотать обмотку в секторе 300°, но не виток к витку, а с зазором между витками. Потому что витков при той же индуктивности получится меньше, всего 16.

Это синяя кривая, она практически параллельна чёрной.
Что говорит об отсутствии насыщения в карбонильном кольце.

График свидетельствует о возможности получения на выходе фильтра двух Ватт мощности, причём от линейного режима работы передающего тракта мы отклонимся на 0.5 dB, что допустимо. Тем самым задачу решили.

    Лирическое отступление о возможных альтернативах.

    Знатоки АлиЭкспресса могут заметить, что в рамках торговой площадки есть много лотов с карбонильным железом T50-26. И кольцо покрупнее, и магнитная проницаемость в разы выше, так что можно взять проволоку потолще, получив жёсткую торроидальную катушку всего из 8 витков.

    Оказалось, китайский карбонил T50-26, несмотря на заметно большие размеры, не способен работать в антенном фильтре даже при 3.58 МГц, и даже при одном Ватте выходной мощности. Вероятно, он пригоден лишь для наматывания диапазонных полосовых фильтров приёмного тракта.

    Не покупайте китайский T50-26 !!!

§4.7 Датчик тока антенны.

Устройство измерения тока антенны представляет собой ферритовое или карбонильное кольцо с пропущенным сквозь него проводом, идущим от передатчика к антенному разъёму. На кольцо намотана вторичная обмотка, нагруженная на последовательно соединённые диод и резистор. Резистор зашунтирован конденсатором достаточной ёмкости.

Получается простейший полупериодный детектор, выдающий пару-тройку Вольт, в зависимости от выходной мощности. Напряжение можно измерять или индицировать простейшей линейной шкалой, как у нас заведено.

В этом элементарном каскаде потенциально есть целых две проблемы.

  1. Ферритовое или карбонильное кольцо, надетое на антенный провод, равносильно индуктивности. На высоких частотах всякое реактивное сопротивление рассеивает на себе мощность, которая не доходит до антенны. Так что чем меньше такая индуктивность, тем лучше.

  2. Из вышесказанного следует, что магнитная проницаемость кольца не должна быть высокой. Из отзывов людей, повторяющих «радиостанцию 151 палаты», уже можно понять проблематичность обретения маленьких колец из феррита или карбонила с µ менее сотни.

Давайте снимать всю эту проблематику.

Так как выходная мощность конструируемого девайса довольно высока, нет необходимости в высоком коэффициенте трансформации по напряжению. Магнитную проницаемость феррита или карбонила можно уменьшить, чуть увеличив число витков вторичной обмотки. Чтобы они уместились на кольце, его диаметр пускай будет не 6 мм, как ранее, а 10 мм.

Стоит попробовать применить здесь кольцо из карбонильного железа T37-2.
Замеренная индуктивность одного витка на T37-2 составляет 3.8 nH.
На частоте 3.58 МГц сопротивление датчика всего-то 0,085 Om.
Это замечательно, потому как потери мощности на датчике около 4 mW.

Датчик тока антенны.

Но при значении магнитной проницаемости материала кольца µ около 10, число витков вторичной обмотки должно быть велико. Чтобы ограничиться каким-то вменяемым значением, давайте чуть усложним амплитудный детектор, добавив в него пару деталей. См. рисунок.

Это тот же самый детектор, но теперь он с удвоением напряжения. Плюс введён элемент калибровки.

При мощности в 2 Ватта и вторичной обмотке из 70 витков самой тонкой проволоки, какая сыщется, на выходе датчика тока развивается напряжение 3 Вольта при условии нагруженности на резистор 9.1 kOm, стоящий на измерительном входе линейной шкалы.

Резистор R* поставлен для удобства калибровки. Очень сомнительно, что кто-то будет подбирать число витков вторичной обмотки, чтобы при двух Ваттах светился предпоследний светодиод линейного индикатора. Это не технологично. Проще намотать вторичную обмотку с запасом (скажем, из 80 витков), а калибровку осуществить подбором резистора R*, образующего вместе с сопротивлением на входе линейной шкалы делитель напряжения.

§4.8 SSB кварцевый фильтр передатчика.

В принципе, собственно передающий тракт (драйвер, усилитель мощности, антенный фильтр, датчик тока антенны) мы спроектировали и отстроили, а элементы SSB модулятора выдумали и испытали ещё раньше. Теперь надо согласовать модулятор с кварцевым фильтром, подавляющим несущую и нижнюю боковую полосу, а другой конец фильтра - с драйвером.

Сопротивления модулятора и драйвера низкие, и не равные друг другу.
Но примерно одного порядка, так что сильно нас этот момент не озадачит.
Сопротивление фильтра мы уже знаем, оно около 2800 Om.

Отношение сопротивлений кварцевого фильтра и входа драйвера 2800:10. Квадратный корень из отношения 16.73, вполне можно округлить до 17. Таково будет соотношение обмоток трансформатора по виткам.

На зелёном китайском феррите реализуются два варианта трансформатора импеданса, 1:17 и 2:34. Лучше всего второй вариант, он обеспечивает согласование по входу драйвера с шагом по сопротивлению, близким к ½ Om за счёт отматывания или сматывания одного витка первичной обмотки.

Из соображений симметрии с другой стороны кварцевого фильтра ставится аналогичный трансформатор, из 34 витков вторичной обмотки. Число витков первичной обмотки, со стороны SSB формирователя, подбирается методом тыка. Четырёх витков оказалось достаточно, сквозная АЧХ передающего тракта на глаз выглядит приемлемо:

Сквозная АЧХ передающего тракта.

Получается, выход модулятора не в точности, но примерно 40-омный.

Снята эта осциллограмма так: на вход полностью собранного передающего тракта подавался звуковой сигнал, свипирующий от 1 Гц до 2 кГц, частота опорного генератора выставлена 3.579 МГц, SSB сигнал сформирован в верхней боковой полосе, его ширина примерно 1200 Гц.

По вертикали фиксируется высокочастотное напряжение на эквиваленте нагрузки в масштабе 5 Vpp/del. Всего 28 Вольт, или 2 Ватта мощности.

Некоторая неравномерность в полосе прозрачности кварцевого фильтра есть, но, думается, она не особо критична. Да и вряд ли мы вправе от сугубо любительской конструкции на базе копеечных кварцевых резонаторов ожидать какую-то выдающуюся икебану. Получили, что смогли.

§4.9 Итоговая схема передатчика модема.

Вот какая путаница проводов и деталюшек макета у нас получилась. Такое возможно исключительно на 80-метровом диапазоне, выше по частоте оно непременно возбудится к чёртовой матери, вообще без всяких шансов:

Макет SSB передатчика.

Далее этот тракт с весьма качественным сигналом, пригодный для работы не только цифровыми модами, но и SSB (естественно, с чуть большей полосой пропускания кварцевого фильтра) остаётся перенести на грамотно разведённую печатную плату, и наш квест успешно завершится.

Суммарная схема передатчика пока видится такой:

принципиальная схема передатчика.

Глава 5. Воплощение «Волынки 151 палаты» в железе.

Местный автор весьма уважает «зелёную» технику за её продуманность. Не слишком обязательные сервис-функции в ней обычно отсутствуют напрочь. Но уж без чего никак не обойтись, то тупо встроено в сам девайс, дабы не плодить приставочки и приспособы, которые в реальной жизни будут потеряны или поломаны в мгновение ока.

Пожалуй, нашему девайсу не хватает одной полезной штуки.
Ежели он действительно кочевой и автономный.

§5.1 Индикатор тока антенны и напряжения батареи питания.

Все виденные автором модемы цифровых видов связи лишены не только элементов согласования с антенной, но и даже простейшего индикатора такого согласования. Видимо, предполагается работа на предварительно настроенную в резонанс антенну, либо наличие внешнего согласующего устройства с собственным индикатором КСВ.

А теперь представьте себя с таким девайсом где-нибудь на природе, вообще без какого-либо приборного оснащения. На примере «радиостанции 151 палаты» мы это уже проходили. Без индикатора тока антенны не обойтись.

Логично воспользоваться здесь ранее найденным решением.
Только давайте на этот раз применим двухцветные светодиоды:

Двухцветные 3 мм светодиоды с общим катодом.

Если сочетание цветов Красный/Зелёный не по душе, изыскивайте лоты с выбором пар цветов, типа такого.

Схема индикатора для варианта с общим катодом выглядит проще.
Тыкайте в кнопку «Common Cathode» на странице лота.

Сама идея такая:

  1. В режиме приёма линейной шкале логично быть спокойного зелёного цвета. Пусть левый крайний сегмент индикатора гаснет при минимально возможном напряжении аккумулятора. Крайний правый сегмент должен зажигаться при максимальном напряжении питания.

  2. Режим передачи принято обозначать сигналом красного цвета, так что пускай шкала сменит цвет на красный. Но отображать она должна ток антенны передатчика. По которому оценивают согласование с антенной.

Чип линейного индикатора LM3914 бывает трёх разных модификаций.
Нам нужен с линейной характеристикой, обозначается как LM3914-1:

Линейный индикатор LM3914N-1.

С учётом многоцветности шкалы схема каскада видится такой:

Схема индикации.

Непонятный резистор R3 лечит досадный косяк внутренней схемотехники чипа (постоянное подсвечивание светодиода на 1 ножке).

В остальном отклонений от даташита нет, ток светодиодов и максимальное измеряемое напряжение определяются соответственно резисторами R1 и R2. Их можно посчитать по формулам на второй странице даташита, или по калькулятору:

Ток через светодиоды, mA:
Максимальное измеряемое напряжение, Вольт:
Номинал резистора R1, Ом:
Номинал резистора R2, Ом:

Ток светодиодов задаётся, исходя из их КПД.
Светодиоды бывают всякие, вплоть до светящих прямо-таки как лазер.
Рабочий ток своих светодиодов выясняйте экспериментально.

Верхний порог измеряемого напряжения выбирается довольно произвольно, 3V совершенно достаточно. Если правильно подобрать стабилитрон в схеме вычитания напряжения, динамический диапазон индикатора составляет от 9.5 до 13.8 Вольт.

В данном случае реализуется вариант шкалы «бегущая точка». Это сделано исключительно для экономии энергоресурса, так как каждый сегмент из 10 потребляет по 10 mA. Легко понять, что в режиме «полоска» потребление будет от 10 до 100 mA, в зависимости от числа зажжённых светодиодов. Тратить 100 mA практически впустую как-то не очень рачительно.

Однако, если аккумулятор бездонный, либо модем используется только на стационарной позиции с розеткой, можно соединить 9 ножку чипа с 3, и получить обычный линейный индикатор, принятый в звукотехнике.

§5.2 Корпус и радиодетали.

Всякая конструкция создаётся под имеющийся корпус.
Самое сложное - насверлить дырок под разъёмы и светодиоды.
Тут много работы для надфиля - отверстия под разъёмы фигурные:

Заготовки для корпуса.

Печатные платы втавляются в зазор между рёбрами, деталями внутрь и печатными проводниками наружу. Железяки корпуса надёжно экранируют монтаж. Никаких стоек для плат выдумывать не требуется:

Крепление печатных плат.

Детальки должны легко уместиться на две платы размером 120*62 мм.

По предварительным прикидкам, площади порядка 12*12 см хватает с запасом, так что монтаж не будет плотным. Вполне можно задействовать крупные радиодетали. Они дёшевы, удобны при монтаже, и могут быть в изобилии надёрганы со старых плат.

Например, резисторы МЛТ-0.25. В высокочастотных цепях разместим их на плате строго горизонтально, для минимизации индуктивности выводов, а так же паразитных емкостей между элементами. В низкочастотных цепях резисторы могут монтироваться на плату стоя.

    Особо хороши советские резисторы МЛТ в ¼ Ватта.
    Сколько на них написано, таков номинал и будет.

Керамические блокировочные конденсаторы пусть будут CL0805 (К10-17б).

В кварцевом фильтре лучше применить SMD конденсаторы, гарантированно выполненные на керамике NPO, обойдясь без паразитных индуктивностей в виде проволочных выводов и печатных дорожек к ним:

Монтаж кварцевого фильтра.

В цепях гетеродина автор применил неизвестные науке конденсаторы, в классификаторе такие отсутствуют. Но межвыводное расстояние в 2.5 мм позволяет воткнуть туда обычные дисковые, CL0805 с поворотом, или SMD.

Довольно крупные детали прекрасно сочетаются с контактными пятачками печатной платы диаметром 2.3 мм. Благодаря чему деталь можно несколько раз перепаять даже допотопным паяльником, без отслаивания пятачка.

Что касается компоновки.

Логично передатчик выполнить отдельно, а всё оставшееся попытаться утолкать на общую плату. Это собственно приёмник, лимитёр передатчика с системой VOX, автоматический коммутатор приём-передача с силовыми цепями, и линейный индикатор напряжения батареи и выходной мощности передатчика.

Начнём с более трудного.

§5.3 Плата приёмника и интерфейсов.

Плата приёмника и интерфейсов доступна в формате lay6, при открытии файла программой «Sprint Layout» и позиционировании курсора над любым элементом всплывёт подсказка с указаним типа и номинала этого элемента.

Если Ваш браузер разрешит, то же самое возможно и для картинки ниже.
Она же, на отдельной странице, с таблицей перечня деталей.

Модем цифровых видов связи «Волынка 151 палаты» LA1185 BA3308 BA3308 CD4093BE SN74HC4066N LM3914-1 78L05 BS170 BS170 AO3401 AO3401 2N2222 2N2222 КС147Г КС156Г+КС133А*** 2*КД521 КД521 КД521 КД521 Кварц 3579545 Hz Кварц 3579545 Hz Кварц 3579545 Hz Кварц 3579545 Hz Кварц 3579545 Hz Кварц 3579545 Hz Кварц 3579545 Hz Кварц 3579545 Hz Кварц 3579545 Hz 82 µH 82 µH 4 turn 30 turn 3-4 turn 30 turn 13 pF 13 pF 13 pF 13 pF 13 pF Частота гетеродина точно 22 pF 51 pF 62 pF 100 pF 200 pF 200 pF 200 pF 270 pF 10 nF 10 nF 10 nF 10 nF 10 nF 10 nF 10 nF 68 nF 150 nF 150 nF 150 nF 150 nF 150 nF 150 nF 150 nF 150 nF 150 nF 150 nF 150 nF 150 nF 150 nF 150 nF 150 nF 1.5 µF 1.5 µF 1 µF 4.7 µF 10 µF 10 µF 10 µF 100 µF 100 Om 200 Om 200 Om 390 Om 1.3 kOm* 1.6 kOm* 2 kOm* 3 kOm 4.3 kOm 4.3 kOm 6.2 kOm 6.2 kOm 6.2 kOm 6.2 kOm 9.1 kOm* 10 kOm 10 kOm 10 kOm 10 kOm 10 kOm 10 kOm 18 kOm 36 kOm* (Усиление приёмного тракта 80 dB) 47 kOm 100 kOm 100 kOm 100 kOm 100 kOm 330 kOm 330 kOm 430 kOm +12 V +12 V TX +12 V RX Антенна приёмника Выход НЧ приёмника Гетеродин передатчика Датчик тока антенны Вход НЧ, правый канал Вход НЧ, левый канал К светодиодам линейной шкалы

Вид представлен со стороны печатных проводников.
Тут же распаяны SMD конденсаторы и транзисторы (жёлтые).
Все выводные детали находятся с другой стороны платы (красные).

Силовые транзисторы переключателя приём-передача (левый нижний угол) были лишь в SMD варианте. Если есть P-канальный MOSFET в человеческом корпусе, рисуйте на этом месте пятачки, сверлите отверстия, нет проблем.

Как обычно, фольга со стороны деталей используется в качестве земляного полигона, со стороны печатных проводников земляной полигон тоже по возможности сохранён.

Ярко-голубые пятачки символизируют запайку выводов деталей к этим полигонам с двух сторон платы. Если такого пятачка нет, сплошной слой фольги у этого вывода рассверлен.

§5.3.1 Настройка платы приёмника.

Детальки можно монтировать на плату сразу, за исключением нуждающихся в подборе (таких немного). Поскольку автор предварительно сочинял и макетировал схему на жестянке, он тупо пересобрал её на печатной плате, и автоматически получил рабочую конструкцию.

В ином случае обязательно стоит хотя бы промерить номиналы деталюшек.
Все радиодетали сейчас китайские, в них много брака и пересортицы.

Должно получиться как-то так (кликабельно):

Плата приёмника и интерфейсов.

Стеклотекстолит родился ещё в эпоху серпа и молота, потому он весь поцарапанный серпом и ударенный молотом, на то не ругайтесь.

Трансформаторы лежат на подстилках, и принайтованы к плате рыболовной леской в трёх местах каждый. Длина дросселей запланирована с запасом, что оказалось излишне - впоследствии топология была откорректирована.

    Дефект печатной платы.

    1) Маленький лайфхак:

    Весьма полезно сфотографировать девайс под разными углами, и рассмотреть фото с большим увеличением.

    Так удаётся вовремя найти дефекты, способные наделать делов, устроив коротыш в критичном месте.

    2) Лирическое отступление:

    Номиналы резисторов на фото могут слегка не соответствовать схеме или всплывающим подсказакам на lay6. Автор ставил резисторы по смыслу, из того, что у него было под рукой. Правильнее руководствоваться lay6.

Выход приёмника оканчивается резистором 18 kOm (номинал оговорен даташитом BA3308), выполняющего роль предохранителя - через такой резистор микросхему можно смело коротить на корпус, и с ней ничего не случится. Далее должен стоять резистор параллельно выходному разъёму, для ограничения звука уровнем 200 mVpp. Но, как следует из фото, его мы ещё не впаяли, потому как пока не известны импеданс и чувствительность девайса, туда подключаемого.

Как показала практика, при работе со звуковой картой компьютера никакого резистора не нужно вовсе. Сопротивление звуковой карты примерно 10 kOm, этого достаточно. Но при подключении смартфона его микрофонный вход может не «почувствовать» внешней цепи, и смартфон не переключится со встроенного микрофона на линейный вход.

Тут могут быть варианты, но внешний резистор менее 30 kOm обычно уже чувствуется смартфоном. Если планируется работа со смартфонным софтом, параллельно выходу модема стоит поставить резистор номиналом 24 kOm.

От источника напряжения 10-13 Вольт должен потребляться ток порядка 20 mA, если светодиодный индикатор ещё не отстроен, и пока не светится.

С индикатора настройку и начнём.

§5.3.1.1 Предел измерения индикатора напряжения.

Самая жесть на фото - это путаница выводов светодиодов. Планировалось распаять их аноды на две шины, выполненные печатным способом на фольге со стороны деталей, но процедура применения лазерного утюга с последующим травлением была сочтена трудоёмкой и излишней, так что возник сей страшный объёмный монтаж в лучших традициях рукожопов.

Теперь нужно заставить эту страсть работать.

На схеме §5.1 присутствуют два стабилитрона КС156Г* и КС133А*
Их номиналы достаточно условны, и вряд ли точно такие.

У местного автора есть банка с выпайкой диодов, по виду похожих на КД521 в мелком стеклянном корпусе. Не все из них диоды, попадаются и импортные стабилитроны (корпус такой же). Из них была отобрана парочка, при впаивании на подобающее место схемы дающая падение напряжения около 10 Вольт при запитывании схемы от 12 Вольт ровно.

Обратите внимание, что последовательно с этими стабилитронами стоят диод в прямом включении, и резистор 9.1 kOm. Потому стабилитроны работают при микротоке 100-300 µA, что очень далеко от их паспортных значений. Марку стабилитронов здесь никак нельзя выбирать по даташиту.

Автор добивался, чтобы первый светодиод шкалы зажигался при 9.5 V, а последний - при 13.8 Вольт. Что соответствует динамическому диапазону аккумуляторных батарей, набранных из 10 элементов типоразмера AA на химии NiMH.

Вы вправе выбрать другой диапазон для индикатора, в соответствии с Вашим источником питания. Нужное падение напряжения набирается на стабилитронах КС133, КС139, КС143, КС147, КС156, КС162, КС168 с разными буквами, причём и разброс в пределах одного номинала у них заметный. Создать из них составной стабилитрон на любое нужное напряжение труда не составит.

    Более современный подход заключается в установке программируемого источника опорного напряжения TL431A. Цена всего этого совокупно 3 цента (понадобится пара резисторов), с плавным заданием какого угодно напряжения. По сути регулируемый стабилитрон.

    Поможет в этом деле программа «Regulator Design v1.3». Гуглится.

Кончно же, на этом этапе нужен регулируемый источник питания, дабы играясь с ним, наблюдать бег огонька светодиода по линейной шкале. От первой позиции до последней.

§5.3.1.2 Настройка времени задержки VOX.

Схема из §4.2 вроде бы не подразумевает никакой настройки, если все детали имеют паспортный номинал. Так бывает далеко не всегда, и особо капризны конденсаторы (которые 1.5 µF на схеме). Фактическая ёмкость конкретного экземпляра может отличаться от номинала чуть ли не в разы.

Конечно, никто не предлагает те конденсаторы предварительно подбирать, это не нужно. «Неправильную» ёмкость можно скомпенсировать резистором, номинал которого по схеме обозначен как 330 kOm.

Чтобы не навешивать всяких индикаторов, давайте соединим 3 и 5 ножки микросхемы линейного индикатора LM3194-1 резистором 43 kOm, что должно зажечь светодиод где-то посерёдке шкалы. Где именно, не важно.

Настройка таймингов VOX.

Теперь, если замкнуть пинцетом две белые точки (рисунок слева), зелёный светодиод шкалы должен мгновенно погаснуть, и через секунду этот же светодиод загорится красным цветом.

Если задержка сильно не похожа на секунду, придётся изменить номинал резистора 330 kOm, обозначенный на рисунке как «TX».

При убирании пинцета красный огонёк на шкале должен тотчас же погаснуть, а через секунду на его месте возникнет зелёное свечение. Эта секундная задержка выставляется номиналом другого резистора, обозначенного как «RX»

Сопротивление резисторов меняется в большую сторону, если задержку требуется увеличить, и в меньшую, если тайминг явно велик.

По окончании выставления таймингов временный резистор 43 kOm убирают.

§5.3.1.3 Настройка уровня сигнала VOX.

Уровень VOX - это амплитуда звукового сигнала на входе левого и/или правого канала, выше которого девайс переходит в режим передачи.

Настройка уровня VOX.

Контролируется этот параметр просто.

На одну из белых точек и массу (рисунок слева) подаётся сигнал с генератора или иного источника, с частотой примерно 1 кГц (точное значение несущественно).

Амплитуда плавно повышается, пока зелёный цвет индикатора не погаснет. Это-то и будет напряжением срабатывания VOX канала.

Уровень срабатывания системы определяется номиналом резистора с символом «R». Чем его сопротивление меньше, тем выше уровень. И наоборот.

Канала у нас два, для второго всё аналогично.

Уровень срабатывания VOX определяется аппаратурой, подключаемой ко входу модема. Изначально схема спроектирована на уровень примерно 70 mVpp, чтобы сигнал уровня 100 mVpp точно и гарантированно переключил модем в режим передачи. Ваш выбор может быть иным.

§5.3.1.4 Задание необходимого усиления приёмного тракта.

В § 3.4.1 мы договорились о линейности усиления приёмного тракта вплоть до уровня сигнала S9. Теперь нужно совместить точку перегиба на графике усиления чипа BA3308 с выбранным уровнем.

Теоретически всё просто. Открываем калькулятор, в поле формы «dBm» пишем -73, и смотрим в поле Vpp. Видим там грубо говоря 142 µVpp. Осталось подать высокочастотное напряжение частотой 3.58 МГц такой амплитуды от пика до пика на вход приёмника, и добиться, чтобы этот сигнал соответствовал постоянному напряжению порядка 0.5 Вольта на 5 ножке чипа BA3308 приёмника.

Так как требующийся сигнал достаточно мал, не всякий генератор умеет его готовить. Понадобится аттенюатор. У автора есть на 80 dB, так что от генератора достаточно умения колебаться с амплитудой 1.42 Vpp. Такое сможет абсолютно любой генератор стандартных сигналов.

Теперь возникает вопрос, подстройкой номинала какой именно деталюшки следует выставить необходимое усиление приёмника.

Основное усиление приходится на чип BA3308, и задаётся резистором с номиналом 36 кОм, стоящим между 1 и 3 ножками. Его и надо подобрать. Увеличение номинала приводит к росту усиления тракта.

Оценим, что у нас получилось в итоге, нарисовав график.
Динамический диапазон по входу от S3 до S9+50 dB и даже больше.
Динамический диапазон по выходу 30 dB. Неравномерность АРУ 1 dB:

Характеристика верности приёмного тракта.

Подобный график мы уже рисовали для голой микросхемы BA3308, и при выходе кривой на «полку» никаких артефактов там не было. Это влияние диодов на входе кварцевого фильтра и элементов антенного коммутатора.

Выше уровня S9+50 dB поведение кривой похожее, вплоть до S9+65 dB. Далее форма сигнала на выходе модема искажается.

Усиление в каждой точке кривой находится как разность значений двух её координат, но можно и просто пересчитать этот же график:

Сквозное усиление приёмного тракта.

Хотя кривые начинаются от точки с чувствительностью 1 µVrms, уровень Minimum Detectable Signal существенно меньше, около 0.4 µVrms. При использовании цифровой моды, способной уверенно работать с сигналом, лежащим ниже уровня шумов на 10 dB, реализуется чувствительность приёмного тракта 0.13 µVrms.

Вопрос о том, достаточно ли усиления 80 dB, каждый решает для себя сам.
Местный автор полагает, что достаточно.
Если нет, запас по усилению 10-20 dB у BA3308 точно есть.

§5.3.1.5 Установка частоты опорного генератора.

Ранее мы договаривались, что, работая в режиме USB, поставим частоту опорного генератора на 1 кГц ниже рабочей, то есть на 3.579 МГц. Судя по результатам макетирования, мы вроде бы попадаем на скат АЧХ кварцевого фильтра в районе -25 dB. Хотя при испытаниях фильтра в модуляторе стала очевидна недостаточность крутизны левого ската.

Установка частоты опорного генератора.

Возможно, дроссель для смещения частоты кварцевого генератора утащит её ещё ниже, не страшно. Но хотелось бы попадания в стандартную сетку, например, стогерцовую.

Проще всего контролировать частоту опорного генератора частотомером, взяв его сигнал с квадратного пятачка «гетеродин».

Если частотомера нет, можно взять сигнал с выхода приёмника (это квадратный пятачок «Выход НЧ»), и завести его кабелем на вход звуковой платы компьютера. Подав на вход приёмника с генератора частоту 3.58 МГц ровно, мы получим на звуковой карте сигнал около 1 кГц. Виртуальный осциллограф замерит частоту с точностью до долей Герца:

Замер частоты опорного генератора софтом Sound Card Oscilloscope.

На врезке представлен нужный Вам индикатор «Main frequensy».
Он показывает разность между частотами сигнала и гетеродина.

Нет частотомера или генератора ВЧ - пользуйтесь RTL-SDR донглом.
Опорный генератор он принимает с 10 см на скрепку в качестве антенны.

Далее подбором конденсатора «C*» вгоняем опорный генератор в сетку, чтобы получить разностную частоту, измеренную компьютером, кратной сотне Гц. Если получится загнать пик на килогерц, будет идеально.

Вероятно, этим стоит тщательно заниматься уже после сборки конструкции в корпус и соединения плат проводами и кабелями.

У автора с дросселем 82 µH (это точное значение, померенное прибором, номинал 100 µH) опорный генератор сразу встал на 3.579 МГц ровно, так что вместо конденсатора «C*» изначально стояла перемычка. Однако при оформлении в корпус частота гетеродина ушла ниже на 26 Гц. Пришлось перемычку всё-таки заменить конденсатором, номинал которого оказался близок к 270 pF.

Теперь интересно, насколько этот гетеродин стабилен по частоте.
Софт Sound Card Oscilloscope умеет писать параметры сигнала в лог.
Давайте посмотрим выбег частоты за полчаса после включения модема:

Выбег частоты опорного генератора цифрового модема.

Здесь на вход приёмника подан сигнал амплитудой 10 µVrms и частотой 3.58 МГц. Температура окружающей среды условно считается стабильной. Хотя на плату, пока не заключённую в корпус, явно воздействуют всякие дуновения - волны на графике это вот оно самое.

При прогреве частота гетеродина уходит на 1.3 Герца где-то за 20 минут, и далее нестабильность составляет ±0.1 Герца. Выглядит вполне достойно.

§5.3.1.6 Проверка полосы пропускания тракта.

Печатная плата обычно весьма заметно искажает параметры цепей, ранее отмакетированных на жестянке. Стеклотекстолит разных марок и толщин имеет различающиеся паразитные ёмкости - учесть их не получится.

АЧХ кварцевого фильтра топологии QER в виде макета мы видели.
Интересно, каково будет различие с макетом, воплощённым «в железе».

Правда, местный автор, доподлинно зная, что паразитная ёмкость даже коротеньких печатных проводников обычно бывает около 2 pF, проявил хитрость, и впаял на плату конденсаторы связи не 15 pF, как это было на макете, а 13 pF. Дабы так компенсировать вклад паразитных емкостей.

Видимо, расчёт оказался верен.
Полоса пропускания по уровню -3 dB теперь составляет 1170 Гц.
Ранее, как следует из графиков §2.5, было 1110 Гц. Почти попали.

Вот тому подтверждение с экрана «Sound Card Oscilloscope»:

Замер полосы пропускания приёмного тракта софтом Sound Card Oscilloscope сигналом 1 µVrms.

На антенный вход приёмного тракта подаётся сигнал всего лишь 1 µVrms, его частота линейно меняется от 3.579 до 3.582 МГц, период развёртки 500 секунд. Чтобы АЧХ кварцевого фильтра прорисовалась в статичном виде, задействован крыжик «Peak hold».

Артефакт в начале координат, вероятно, связан с работой звуковой платы на нулевой частоте. При отключенном питании девайса в этом месте всё равно рисуется пик. Приборные глюки, на них не обращаем внимания.

Поднимем уровень входного сигнала до 10 µVrms:

Замер полосы пропускания приёмного тракта софтом Sound Card Oscilloscope сигналом 10 µVrms.

Увеличение входного сигнала на 20 dB привело к солидарному увеличению уровня сигнала на выходе модема в полосе пропускания приёмного тракта.

    А теперь вновь представим, что у нас нет никаких приборов вообще.

    Придётся воспользоваться генератором шума на брутальном советском стабилитроне Д814В, или на совсем древнем Д808. Такие с энтузиазмом шумят на нашем диапазоне при токе в единицы и доли mA.

Эмулируем генератор шума режимом «Noise» генератора сигналов:

Наблюдение полосы пропускания приёмного тракта шумовым сигналом.

На глаз шумовой сигнал тут менее 1 µVrms, АЧХ более зашумлённая, чем от sweep-ующего микровольтного сигнала. Но границы полосы пропускания видны чётко. Вершина кривульки в полосе прозрачности тоже примерно просматривается. Еле видным синим цветом на уровне -75 dB показаны фоновые шумы тракта при отсутствии сигнала.

АЧХ вышла не сказать чтобы идеальной, но в нужных местах она ровная.
Полоса прозрачности 3.579365-3.580530 МГц.
Кусок спектра вблизи 3.579545 МГц тоже захватывается.

Однако, плоской вершины у этой кривульки может и не получиться.
Причину такого дизастера сейчас рассмотрим.

Возможная проблема.

Вы можете столкнуться с нестандартным сопротивлением чипа LA1185 по первой ножке. По даташиту там должно быть 50 Om на рабочих частотах около 100 МГц, и 68 Om на частоте 4 МГц (по данным радиолюбителей).

Покупая чип у китайцев (абсолютно всё доступное сегодня на рынке имеет исключительно китайское происхождение, ничего иного вы приобрести просто не сможете), будьте готовы к полному пренебрежению даташитом.

Так, в закупленной автором партии импеданс чипов оказался около 27 Om.
Давайте теперь думать, как с этим жить.

Некоторые просто подают сигнал на первую ножку LA1185 через 22 Om.
Но это как-то совсем уж не кошерно, а потому точно не наш выбор.

  1. Мы эмпирически установили сопротивление кварцевого фильтра как значение, близкое к 2800 Om.

  2. Трансформатор импеданса должен преобразовать 50 Om с антенного входа в 2800 Om кварцевого фильтра. Соотношение сопротивлений 2800:50=56, далее извлекаем квадратный корень, и умножаем на 4 витка первичной обмотки. Получается 30 витков вторичной обмотки.

  3. Аналогичные вычисления справдливы и для трансформатора на выходе кварцевого фильтра.

    Сопротивление фильтра 2800 Om делим на импеданс чипа 27 Om, и при извлечении квадратного корня получаем значение, больше десяти. Выходит, вторичная обмотка не может содержать 4 витка, так как первичная просто не поместится на ферритовом кольце в один слой.

    Тогда уменьшаем число витков вторичной обмотки до 3.
    Такой трансформатор уже реализуется на сантиметровом кольце.
    Первичная обмотка у него пусть тоже будет 30 витков.

Безусловно, всё это немного напрягает. Но если видите, что АЧХ приёмного тракта при расчётных трансформаторах 4:30 по виткам весьма далека от совершенства, просто уменьшите обмотку, подключённую к чипу LA1185, на один виток. АЧХ тракта сразу станет близкой к наилучшему варианту, какого только можно добиться от этих кварцевых резонаторов.

    Есть мнение, что не у самых дешёвых аналогов LA1185 такого косяка с входным импедансом может и не быть. Но ручаться ни за что нельзя.

§5.3.2 Стоимость деталей платы приёмника.

Подобные подсчёты, хоть и весьма приблизительны, но всегда любопытны. Смотрим историю покупок на Алиэкспрессе, либо ищем там же стоимость детальки, ежели она не покупная, а уже лежала в тумбочке. Итого богатства набралось на 5 долларов, если все детальки сочтены и оценены верно:

Радиодеталь: Количество Цена/шт: Сумма:
Микросхема LA1185 1 $0.30 $0.30
Микросхема BA3308 2 $0.72 $1.44
Микросхема SN74HC4066N 1 $0.23 $0.23
Микросхема LM3914N-1 1 $0.15 $0.15
Микросхема CD4093BE 1 $0.13 $0.13
Стабилизатор L78L05 1 $0.05 $0.05
MOSFET AO3401 2 $0.04 $0.08
MOSFET BS170 2 $0.10 $0.20
Транзистор 2N2222 2 $0.01 $0.02
Стабилитрон 3 $0.02 $0.06
Диод 1N4148 (любой ВЧ) 5 $0.01 $0.05
LED диод двухцветный 3mm 10 $0.02 $0.20
Кварц 3.579545 MHz HC-49S DIP-2 9 $0.05 $0.45
Феррит К10*6*5.5 М2000НН 2 $0.06 $0.12
Дроссель 82 или 100 µH 2 $0.05 $0.10
Конденсатор электролитический 6 $0.05 $0.30
Конденсатор керамический 40 $0.02 $0.80
Резистор МЛТ 31 $0.01 $0.31
Итого: $4.99

§5.4 Плата SSB синтеза и передатчика.

Плата модулятора SSB, драйвера и усилителя мощности в формате lay6.

Номиналы деталей отображаются всплывающими подсказками как в lay6, так и на картинке ниже. Она же с таблицей перечня деталей.

Модем цифровых видов связи «Волынка 151 палаты» LM358N 74HC4066N SN74HC86N 78L05 78L09 2SC5171 2SC5171 2SC5171 КС147Г 2N4003S КД521 КД521 3579545 Hz 3579545 Hz 3579545 Hz 3579545 Hz 3579545 Hz 3579545 Hz 3579545 Hz 3579545 Hz Core µ=2000 Core µ=2000 Core µ=2000 Core µ=2000 Core µ=2000 Core µ=2000 Core T37-2 µ=10 2 Core T37-2 µ=10 1 turn 1 turn 2 turns 4 turns 4 turns 4 turns 7 turns 8 turns 16 turns 34 turns 34 turns 80 turns* 13 pF 13 pF 13 pF 13 pF 13 pF 1 nF 1 nF 10 nF 10 nF 10 nF 150 nF 150 nF 150 nF 150 nF 150 nF 150 nF 150 nF 150 nF 150 nF 150 nF 150 nF 150 nF 150 nF 150 nF 150 nF 1.5 µF 1.5 µF 10 µF 10 µF 10 µF 470 µF 25V 470 µF 25V R* 0-11 kOm* 2.2 Om 2.2 Om 2.2 Om 2.2 Om 22 Om 200 Om 200 Om 1.1 kOm 2.2 kOm 2.2 kOm 2.4 kOm* 6.2 kOm* 6.8 kOm 11 kOm 11 kOm 11 kOm 11 kOm 11 kOm 11 kOm 11 kOm 24 kOm* 68 kOm* +12V +12V +12V TX Вход модулирующего сигнала Вход гетеродина 3.579 MHz Антенна приёмника Датчик тока антенны 0-3 Вольт

Опять-таки, деталей немного, монтаж просторный.

Все транзисторы 2SC5171 (либо иные, применённые в конструкции) перед монтажом на плату лучше промерить любым мультиметром, дабы оценить их статический коэффициент передачи тока. Параметр обозначается h21э.

Хотя даташит нормирует этот параметр как «не менее 100», в реальности большинство экземпляров покажут при тестировании что-то около 105, но встретятся значения и порядка 120, и даже 95.

Понятно, что вне зависимости от показаний тестера, все транзисторы вполне рабочие. Однако транзистор с высоким коэффициентом передачи тока лучше поставить в драйвер, а для усилителя мощности требуется подобрать пару с наиболее близким значением. Будет это 95 или 105, всё равно.

Резисторы, номинал которых на всплывающей подсказке к картинке дополнен звёздочкой, нуждаются в подборе. Далее по тексту встретятся пояснения того, как это делается. В момент подачи питания на соответствующий каскад таким резисторам лучше быть на месте, хотя бы и припаянными временно, со стороны печатных проводников и на длинных ножках.

Внешний вид полностью смонтированной платы, фото кликабельно.
Проявляется эффект «рыбий глаз», но будьте снисходительны:

Характеристика верности приёмного тракта.

Обратите внимание, блокировочные конденсаторы голубого цвета, их номинал не очень критичен. Все конденсаторы, входящие в радиотракт, жёлтые. И вот их номиналы должны в точности соответствовать схеме.

§5.4.1 Настройка платы передатчика.

Хотя в предыдущих главах всё уже нарисовано и расписано до мельчайших подробностей, фидбек по «радиостанции 151 палаты» показал: никто эти мануалы со вниманием не читает, а люди нуждаются в простой пошаговой инструкции. Причём в большинстве случаев понимание работы каскадов отсутствует, исчерпывающие графики никому ничего не говорят.

Так что придётся породить кайдзэн из многих букв.
Эти буквы будут созвучны встретившимся ранее, но уж не взыщите.

§5.4.1.1 Расчёт трансформаторов SSB фильтра.

Местный автор всегда макетирует свои конструкции на куске жестянки, и экспериментально выясняет важные параметры цепей и каскадов, которые затем тупо пересчитываются под конкретную реализацию по простейшим формулам.

Вознамерившийся повторить конструкцию или какой-то её фрагмент вряд ли станет озадачиваться подобным. Он вправе предполагать, что примерно из таких же деталей должно получиться что-то весьма похожее.

Это вполне справедливое предположение, но к тонким субстанциям оно применимо условно. Всё, что связано с кварцевыми резонаторами, всегда нуждается в уточнении. Просто потому, что происхождение этих самых резонаторов может быть каким угодно, а это весьма критично. Резонаторы от разных производителей сильно различаются.

Кроме того, при размещении кварцевого фильтра на печатной плате вряд ли получится учесть паразитные ёмкости монтажа. Да и конденсаторы связи прибором никто не контролирует. А ведь их ёмкость может заметно отличаться от номинала. В результате сопротивление кварцевого фильтра в Вашей реализации не обязано совпасть с фигурирующем здесь. В чём нет беды, но коррективы придётся вносить.

Поэтому будет правильным сперва распаять на плате только кварцевый фильтр, и включить его в измерительный стенд такого вида:

Нахождение сопротивления кварцевого фильтра.

Трансформаторы с указанным на схеме числом витков навесным монтажом временно подпаиваются со стороны проводников, и подключаются слева к генератору сигналов с выходным сопротивлением 50 Om, а справа к нагрузочному резистору 50 Om и осциллографу в качестве вольтметра.

Хотя при макетировании кварцевого фильтра процедура была чуть иная и более корректная, там речь шла о науке и методологии. Здесь же всего лишь грубые прикидки, целью которых является нахождение примерного сопротивления получившегося кварцевого фильтра.

С генератора можно взять 1 Vpp, частота пусть меняется от 3.578 до 3.582 МГц либо руками, либо кнопкой «Sweep». По осциллографу смотрим АЧХ фильтра, которая в полосе прозрачности обязана быть ровной. Не хуже, чем на фото.

Если ничего похожего не наблюдается, вся АЧХ волнистая, значит, придётся варьировать число витков со стороны фильтра, причём одновременно у двух трансформаторов.

При достижении наилучшего вида АЧХ, нужно поделить витки обмоток друг на друга, частное возвести в квадрат, и затем умножить на 50. Получится сопротивление кварцевого фильтра. У автора вышло 2813 Om.

Ничто не запрещает кварцам иметь немного другие параметры, а фильтру достичь совершенства при ином числе витков повышающих обмоток трансформаторов. Один домотанный виток увеличивает сопротивление фильтра примерно на 200 Om, а смотанный - на столько же понижает.

В §4.5.3 найдено входное сопротивление драйвера как близкое к 10 Om, а выходное сопротивление SSB модулятора экспериментально определено как 40 Ом (формально оно должно совпасть с сопротивлением открытого аналогового ключа используемого чипа). На эти сопротивления и нужно согласовать фильтр на концах.

  1. Найденное Вами сопротивление кварцевого фильтра (в примере 2813 Om) делим на выходное сопротивление SSB модулятора (40 Om), из частного извлекаем квадратный корень, и умножаем на чило витков первичной обмотки (4). Получаем 33.54 витка вторичной обмотки.

  2. Теперь то же самое делаем для драйвера. Для 10 Om и двух витков на входе драйвера получаем ровно те же 33.54 витка первичной обмотки.

Ничего страшного не произойдёт, если дробное число витков округлить в большую сторону. У обоих трансформаторов получилось совершенно одинаковое число витков повышающей обмотки, потому как нагрузка отличается по сопротивлению ровно в 4 раза, а по виткам нагрузочной обмотки - в два раза. Весьма похоже на фэнь-шуй.

В вашем случае будет примерно так же, но число витков повышающей обмотки трансформаторов легко может попасть в диапазон 30-36. Такие трансформаторы реализуются на сантиметровых ферритовых кольцах, проволока может быть диаметром ⅓ мм.

Теперь осталось качественно исполнить эти трансформаторы, и запаять их на плату, изолировав от фольги слоем стойкого к температуре пластика. Притягивать их леской к плате совершенно обязательно.

    После этого можно распаять всё остальное, за исключением резисторов, нуждающихся в подборе. В их обозначении на всплывающих подсказках к картинке топологии платы присутствует символ звёздочки. Такие резисторы подпаиваются на свои места временно, со стороны печатных проводников и на длинных выводах.

§5.4.1.2 Особенность парафазного усилителя.

В мануале формирователь парафазного НЧ сигнала модулятора нарисован в общем виде, на тот случай, если от него требуется усиление сигнала. Но у нас на входе модема стоит специальный компрессирующий усилитель, выдающий около 2.4 Vpp. Что даже и много.

Поэтому, хотя плата и разведена под самый общий случай, рождаясь сразу готовой к работе голосом в SSB, при использовании её в модеме каскад на операционном усилителе имеет смысл упростить до частного случая:

Нахождение сопротивления кварцевого фильтра.

Получится сначала неинвертирующий повторитель, потом инвертирующий, с симметричным выходом и одинаковой нагрузочной способностью.

Вариант топологии парафазного каскада.

На печатной плате резистор между 6 и 7 ножками операционного усилителя заменён перемычкой, а резистор между 6 и 3 ножками упразднён (не устанавливается).

Заместо проволочной перемычки возможно перемкнуть каплей припоя выводы чипа.

Обратите особое внимание на идентичность номиналов двух резисторов, подключенных ко второй ножке чипа. Также идентичными должны быть резисторы по 160 Om и конденсаторы 10 nF. Не очень важно, чтобы у них были в точности такие номиналы, главное, одинаковость номиналов в каналах Q1 и Q2.

§5.4.1.3 Установка тока покоя драйвера.

Пришла пора впервые подать на плату питающее напряжение. Потенциал +12 Вольт относительного земляного полигона заводится пока что только в обозначенную на рисунке точку:

Установка тока покоя драйвера.

Сразу же контролируем напряжение +9V. Стабилизатор 78L09 почему-то не всегда выдаёт в точности столько, но чуть меньше тоже пойдёт.

Полезно, когда блок питания снабжён амперметром. Если он покажет чуть меньше 30 mA, это нормально. Иначе потребуется проконтролировать напряжение в точке U - там должно быть около 550 mV.

Скорее всего, так оно примерно и получится при использовании транзистора 2SC5171 с коэффициентом усиления по току h21 порядка 110-120.

Однако, если напряжение на эмиттерном резисторе выходит за пределы 450-650 mV, придётся подобрать резистор R. Если замеренное напряжение меньше 550 mV, номинал резистора R следует уменьшить, и наоборот.

Транзистор подвержен прогреву, ток покоя устанавливается не сразу.

    В коллекторе транзистора трудится трансформатор из 8 витков первичной обмотки, и двух вторичных по витку. Мотается он на зелёном китайском феррите с µ=2000. В случае другого типоразмера или марки феррита в обязательном порядке придётся проводить изыскания оптимального числа витков первичной обмотки, как это делалось в §4.5.2

    Трансформатор драйвер - усилитель мощности.

    На фото платы видно, что первичная обмотка намотана в два провода. Это совершенно не обязательно, просто автор счёл проволоку диаметром ½ мм недостаточно брутальной, а более толстой не было. Двойная жила эквивалентна проволоке диаметром 0.7 мм, это уже что-то.

    Вторичная обмотка состоит вроде бы из полувитков, заодно фиксирующих кольцо вместо лески. На на самом-то деле это совершенно полноценные одновитковые обмотки. Всё, что продето сквозь кольцо, считается витком.

§5.4.1.4 Установка тока покоя усилителя мощности.

Ток покоя Усилителя Мощности выставляется аналогично. Потенциал +12 Вольт относительного земляного полигона теперь заводится сразу на два обозначенных пятачка:

Установка тока покоя усилителя мощности.

Блок питания своим амперметром должен зафиксировать ток порядка 100 mA. Транзисторы при отсутствии радиатора прогреюся до 40°С, что займёт пару минут, после чего напряжение в точках U, то есть на эмиттерных резисторах в 1.1 Om, должно достигнуть 35-40 mV, а ток составит около 35 mA. Больше не требуется.

Если ток покоя существенно отличается, подбирайте номинал резистора R. Для транзисторов УМ с усилением по току порядка 105 номинал резистора R ориентировочно составляет 2-2.4 kOm.

    Схема усилителя мощности содержит по одному резистору номиналом 1.1 Om в эмиттере транзистора каждого плеча. А на печатной плате два в параллель, но по 2.2 Om. Итоговое сопротивление то же, но зачем так? Да и почему исходный номинал такой странный, а не ровно 1 Om?

    Хочется сделать плечи каскада как можно более симметричными, так что и номиналы резисторов должны быть близкими. Но если Вы пойдёте покупать в магазин одноомный резистор, то, скорее всего, нарвётесь на самую дешёвку, из номинального ряда E6 (±20%), либо вообще E3 (±30%). Из десятка штук двух одинаковых не попадётся.

    Почему?

    Существуют номинальные ряды E12 (±10%), E24 (±5%), E48 (±2%), E96 (±1%) и даже E192 (±0,5%). Естественно, на производстве сначала идёт отбор в эти ряды, и такие резисторы дороже. А по сути дела некондиция продаётся за копейки в виде младших номинальных рядов, причём близко к номиналу там уже ничего нет. Всё выбрано.

    Покупая резистор 1.1 Om, Вы изначально претендуете на точность ±5% (в более дешёвых рядах E3-E12 этого номинала просто нет). Такой точности достаточно.

    Но если нужный номинал в магазине отсутствует, и резистор составляется из двух по 2.2 Om, причём даже из младших номинальных рядов, то половина из закупленных будет близка, например, к +10% от номинала, а другая половина к -10%. Таковы вот реалии этого мира.

    Комбинируя этот инь и янь между собой, довольно легко получить что-то близкое и к номиналу, и друг к другу. Например, автор из пяти взятых наугад резисторов якобы 2.2 Om не нашёл двух примерно одинаковых, но без труда накомбинировал из них две пары, дающие впараллель 1.096 и 1.098 Om. Куда уж лучше?

    Конечно, конкретно в этой конструкции такая точность вряд ли нужна, но изыск полезный, и такой лайфхак стоит знать.

    Кстати, номинал резистора 1.1 kOm в драйвере, задающий рабочую точку, также намеренно выбран из ряда E24, и ровно по тем же соображениям.

Трансформатор усилителя мощности.

Трансформатор выполнен на тех же зелёных китайских кольцах, первичная обмотка составляет 4+4 витка, вторичная 7. Почему именно так, подробно рассказано в §4.4.3 При ином исполнении придётся пройти такой же квест.

Вряд ли трансформатор способен хорошо держаться только на выводах, потому он на всякий случай притянут леской к плате за каждое кольцо.

Виток на «бинокле» считается так: провод должен быть пропущен через оба кольца, входить в них и выходить с одной стороны.

Стоит заметить, что порядок намотки обмоток безразличен. Тут вторичная размещена поверх первичной, но на самом деле стоит поступить наоборот, ибо выводов у первичной обмотки больше, их удобнее расфасовывать сверху.

Слой фторопластовой ленты между обмотками обязателен.

§5.4.1.5 Настройка антенного фильтра гармоник.

Далее мы будем работать с заметной мощностью, так что двум транзисторам усилителя мощности понадобится теплоотвод. Причём обязательно.

У автора в качестве теплоотвода использовалась дюралевая пластина с габаритами платы, и толщиной около 1 мм. По ощущениям, таких размеров даже более чем достаточно. Термопаста не применялась.

Точка подачи сигнала опорного генератора.

На 13 ножку чипа SN74HC86N (она выведена на пятачок) нужно завести радиочастоту, проще всего от генератора. Амплитуда пусть будет 1 Vpp, частота 3.579 МГц. Сигнал подаётся через конденсатор 100 pF.

На 5 ножку ОУ LM358N, также через конденсатор, но 150 nF, подайте сигнал 1 кГц и тоже амплитудой 1 Vpp. Его можно взять со второго канала генератора, синтезировать в компьютере софтом цифрового осциллографа, и т.п.

На выходе передатчика катушка из 16 витков на двух сложенных вместе кольцах T37-2 пусть будет намотана не внатяг, чтобы витки можно было легко сдвигать и раздвигать. После катушки потребуется эквивалент нагрузки 50 Om мощностью не менее 3 Ватт. Амплитуду сигнала на эквиваленте нагрузки будем замерять осциллографом.

    Позвольте в этом месте абстрагироваться от того, как делается 50-омная нагрузка из нескольких резисторов кратно большего сопротивления, соединённых параллельно. Или как дополнить получившуюся нагрузку диодным выпрямителем, если нет осциллографа, но имеется мультиметр. Такие вещи гуглятся или выдумываются самостоятельно.

На концах катушки по схеме стоят конденсаторы по 1 nF.
Про них не забывайте.

Точка запитки формирователя SSB.

Напряжение +12V следует подать на два пятачка, как в предыдущем параграфе, а так же вот на этот:

Полезно сразу же проконтролировать напряжение +5V на выходе стабилизатора 78L05, питающего формирователь DSB на цифровых чипах SN74HC86N и 74HC4066N.

Помните, что нельзя подавать +12V на этот пятачок при отсутствии радиочастотного сигнала 3.579 МГц.

Изменением амплитуды низкочастотного килогерцового сигнала необходимо добиться выходной мощности на эквиваленте нагрузки 2 Ватт, и выждать минуту. Транзисторы должны войти в равновесный температурный режим, чтобы мощность на эквиваленте нагрузки не изменялась.

Теперь сдвиганием и растяжением витков обмотки на кольце T37-2 стоит попытаться увеличить выходную мощность, не трогая сигналы на входе SSB формирователя. Возможно, это не даст результата, и придётся отмотать или домотать виток, чтобы понять, в какую сторону следует изменить индуктивность. При отпаивании этой индуктивности питание с усилителя мощности обязательно снимается - он не должен работать без нагрузки.

Индуктивность антенного фильтра гармоник.

Физический смысл действа заключён в изготовлении П-контура, согласующего не строго 50-омное сопротивление передатчика со стандартной нагрузкой. Одновременно П-контур подавляет высшие гармоники, которые у любого реального передатчика непременно будут.

Следует убедиться, что и увеличение, и уменьшение индуктивности приводят к падению выходной мощности передатчика.

Оптимизированную индуктивность закрепите на плате надёжным способом.

Заодно на данном этапе мы проверили работоспособность формирователя SSB сигнала и усилительных каскадов. Далее можно переходить к тонкой настройке и всевозможным калибровкам.

§5.4.1.6 Балансировка модулятора DSB.

Гетеродин микросхемы приёмника, выполняющий роль опорного сигнала в передатчике, имеет право генерировать не совсем синусоидальный сигнал. В итоге идеального передатчика, как в учебнике, не получится, а очень бы хотелось.

Для этого в модулятор введена цепь из конденсатора и трёх резисторов:

Балансировка модулятора.

Номинал резистора R подбирается, два остальных подсвеченных резистора должны иметь как можно более близкое сопротивление. У автора для такого кастинга сыскался пакетик резисторов 11 kOm, но номинал не критичен, 10 kOm тоже подойдут.

Пятачок для подачи сигнала гетеродина приёмника на картинке выше обозначен как «Гетеродин», а на аналогичный пятачок платы приёмника, откуда такой сигнал поступает, можно посмотреть в §5.3.1.5 Соединение между пятачками делается коаксиальным кабелем, экран заземляется на общий полигон.

Полную коммутацию всех соединений между платами пока делать не надо, достаточно подать на плату приёмника +12V, и гетеродин заработает.

На плате передатчика +12V подаётся на три пятачка, как в предыдущем параграфе. Но НЧ сигнал на 5 ножку ОУ LM358N не заводится, и вообще все проводочки и конденсатор для подачи НЧ сигнала отпаиваются, чтобы на них не было наводок.

На эквиваленте нагрузки ВЧ сигнал должен полностью отсутствовать, но это в идеале. В реальности осциллограф что-то покажет, подбором номинала резистора «R» это «что-то» нужно свести к минимуму. В авторском варианте намерилось 10 mVpp, да и то главным образом по причине запитки девайса от лабораторного импульсного источника питания. Номинал подбираемого резистора составил 75 kOm.

Если считать в цифрах, то, забегая немножко вперёд, подавление несущей относительно номинальной мощности составило более 69 dB. Это лучше требуемых по регламенту 60 dB, так что всё в полном порядке.

Возможно, балансировка по минимуму несущей идеологически не совсем верна, и правильнее смотреть на симметричность DSB сигнала на выходе модулятора. Вполне может быть и так, существуют разные методики.

§5.4.1.7 Нахождение максимальной выходной мощности.

Согласно Регламенту радиосвязи, оператор радиопередающего устройства должен сделать всё возможное для исключения излучения на частотах, отличных от рабочей. Это здраво и не обсуждается.

На этапе конструирования именно с такой целью постоянно снимается так называемая «характеристика верности», многократно фигурировавшая и в данном мануале. В §4.4.3 такая методика изложена, с формулой и вспомогательным онлайн калькулятором.

Достаточно построить график выходной мощности в единицах dBm от НЧ сигнала на входе модулятора, так же выраженного в тех же единицах. В идеале получается линия, лежащая на прямой, но отходящая от этой асимптоты, начиная с какого-то уровня выходной мощности. Допускается отклонение зависимости от прямой на 1 dB, но никак не больше.

Поэтому Вам придётся построить такую зависимость, найти на получившемся графике момент её отклонения от линейной зависимости на 1 dB, и принять мощность в этой точке за максимально допустимую.

Это-то значение нам и потребуется в дальнейшем.

Порядок действий: для схемы подключения из предыдущего параграфа, с работой модулятора от опорного генератора приёмника, восстанавливаем линию НЧ сигнала до 5 ножки ОУ LM358N, но последовательно с ёмкостью 150 nF добавляем резистор в 20 kOm. Синусоидальный НЧ сигнал частотой 1 кГц и амплитудой от 0 до 2.4 Vpp берётся с генератора.

Питающее напряжение здесь и далее фиксируется уровнем +12.5 V.
Или тем, с которым Вы будете потом работать.

Замеры на эквиваленте нагрузки осуществляются осциллографом.

Характеристика верности передающего тракта.

В авторском варианте характеристика верности передатчика представлена на рисунке выше. Врезка демонстрирует в подробностях верхнюю часть зависимости, на которой за максимальную мощность стоит взять точку 10 dBm по оси X (это ровно 2 Vpp на звуковом входе платы передатчика), и 33.27 dBm на оси мощности, или 2.123 Ватта. Это будет лучше видно, если кликнуть в рисунок, и развернуть его в полный размер.

    Любопытно, но в профессиональной радиосвязи принято работать на мощностях, на 6 dB ниже уровня одно децибельной компрессии.

    К примеру, конкретно здесь рабочая мощность была бы не два, а всего лишь ½ Ватта.

    Но у радиолюбителей всё несколько проще.
    Разрешённая им мощность не позволит загадить диапазон.

§5.4.1.8 Калибровка датчика тока антенны.

Датчик тока антенны представляет собой классический трансформатор тока, когда провод к антенному разъёму проходит сквозь карбонильное кольцо, на котором выполнена многовитковая обмотка.

С последней могут возникнуть сложности, так как на сантиметровом кольце сердечника T37-2 потребуется намотать в один слой не менее 80 витков проволоки. Ежели мотать обмотку виток к витку, потребуется весьма тонкая проволока.

Местный автор нашёл в радиохламе ферритовую антенну, содержащую несколько метров такой проволоки. Но никто не запрещает раскурочить дроссель на Ш-образном феррите от умершей люминесцентной лампочки-энергосберегайки, погоревшую маломощную релюшку, и тому подобное.

Датчик тока антенны.

Диаметр провода можно посчитать на калькуляторе - внутренний диаметр кольца около 5 мм умножим на пи, и поделим на 80 витков.

Из-за невозможности уложить проволоку виток к витку, да ещё на внутренней поверхности кольца, диаметр проволоки придётся ещё чуть уменьшить.

Думается, 0.1-0.15 мм будет в самый раз.

Но если по примеру автора хочется хорошенько заизолировать антенный провод керамической трубочкой, учитывайте её высокую диэлектрическую проницаемость, и необходимость домотки примерно десяти дополнительных витков.

Поскольку о жёсткости выводов здесь говорить не приходится, тщательно зафиксируйте карбонильное кольцо на плате.

Выход датчика тока антенны.

Выход датчика тока антенны берётся вот с этого пятачка.

При максимальной мощности на нём должно быть 3V, при условии присоединения нагрузки 9.1 kOm (эта цепь расположена на плате приёмника).

Обмотка датчика тока имеет излишнее число витков, чтобы подбором номинала резистора R выставить нужное напряжение, в чём и заключается калибровка.

Можно этот пятачок временно соединить проводком с пятой ножкой чипа LM3914-1 на плате приёмника. Зелёный огонёк светодиода перейдёт в конец шкалы, и подбором номинала резистора «R» лучше установить огонёк в девятую позицию шкалы так, чтобы превышение мощности, ранее провозглашённой нами максимально допустимой, зажигало десятый сегмент линейной шкалы индикатора.

Играясь с амплитудой НЧ сигнала, можно гонять огонёк по индикатору от максимальной позиции до той, что светится в режиме измерения напряжения питания. При штатном соединении всех проводков, что мы сделаем чуть позже, в режиме передачи огонёк покраснеет, и научится ползать по всей шкале.

§5.4.1.9 Установка усиления передающего тракта.

До сего момента нам нужен был НЧ сигнал, варьируемый по амплитуде, так что брали мы его от генератора. Но настала пора пропустить сигнал через лимитёр (компрессор) на плате приёмника, поднимающий любой сигнал до какого-то фиксированного уровня. В авторской конструкции на выходе чипа BA3308 выставился уровень 2.4 Vpp.

Регулировка усиления передающего тракта.

Этот уровень несколько больше 2 Vpp, найденных из графика в §5.4.1.7, так что нам потребуется подобрать номинал резистора «R», живущего на плате передатчика вот тут:

Цепь, по которой сигнал подавался ранее на левый вывод этого резистора, отпаяйте и уберите.

Пятачок «Вход НЧ» передатчика соединяется пока что проводочком (потом вместо него поставим коаксиальный кабель) с пятачком «Выход НЧ» платы приёмника:

Лимитёр на плате приёмника.

На пятачок «Сигнал» заводится сигнал от генератора - это по-прежнему 1 кГц, но амплитуду надо снизить до 200 mVpp.

Теперь номиналом резистора «R» платы передатчика устанавливается мощность на эквиваленте нагрузки, которую мы определили для себя как максимально возможную.

У автора номинал резистора «R» получился 24 kOm, что больше 18 kOm, положенных чипу BA3308 на выходе по даташиту. Всё кошерно.

На этом все калибровки и настройки произведены, подобранные резисторы можно впаивать в плату, отмывать спиртом канифоль, и переходить к сборке конструкции.

С платой передатчика мы закончили, пора подбить его смету:

§5.4.2 Стоимость деталей платы передатчика.

Хотя визуально на плате деталей вроде как и много, ценник всего этого хозяйства достаточно символический:

Радиодеталь: Количество Цена/шт: Сумма:
Микросхема 74HC4066N 1 $0.23 $0.23
Микросхема SN74HC86N 1 $0.13 $0.13
Микросхема LM258N 1 $0.07 $0.07
Стабилизатор L78L05 1 $0.05 $0.05
Стабилизатор L78L09 1 $0.05 $0.05
Транзистор 2SC5171 3 $0.11 $0.33
Стабилитрон КС147Г 1 $0.02 $0.02
Диод 2N4003S (2N400x) 1 $0.01 $0.01
Диод КД521 (1N4148) 2 $0.02 $0.04
Кварц 3.579545 MHz HC-49S DIP-2 9 $0.05 $0.45
Феррит К10*6*5.5 М2000НН 5 $0.06 $0.30
Карбонильный сердечник T37-2 3 $0.13 $0.39
Конденсатор электролитический 5 $0.05 $0.25
Конденсатор керамический 27 $0.02 $0.54
Резистор МЛТ 22 $0.01 $0.22
Итого: $3.08

§5.5 Схема межплатных соединений.

Ниже на рисунке показаны два типа проводов:

  1. Линии, начинающиеся и заканчивающиеся большим розовым кружком, символизируют собой коаксиальный кабель, с распайкой оплётки прямо на земляной полигон.

  2. Остальные провода самые обычные.

Схема соединения плат.

Платы крепятся бутербродиком, так что все проводочки короткие.
Соединений вроде как и много, но вот весь жгут до копейки (кликабельно):

Монтаж плат «этажеркой».

Хотя платы в такой «этажерке» стоят весьма близко друг к другу, никаких самовозбуждений не возникает. Особенно порадовала плата передатчика - что на макете, что в виде отдельной платы, что в сборке и с радиатором она работает совершенно одинаково, и никакие параметры схемы не уходят.

Кирпичик девайса с одного торца содержит антенное гнездо и разьём для подачи питания, с другого торца и вовсе единственный разъём, как в смартфоне. По первоначальной задумке он чётырёхпиновый, на два входа (левый и правый канал), один выход и массу.

Но тут есть тонкость, о чём подробнее.

§5.6 Разъёмы ввода-вывода.

Будет логично употребить в точности такой же разъём питания, как и в предыдущей конструкции, «радиостанции 151 палаты». Даже просто из соображений совместимости. Пусть тот разъём и не самый оптимальный, но так уж сложилось.

Разъём GX12/2.

С антенным разъёмом аналогичная ситуация.
На мелкую панель только BNC и влезет.

Общение модема со смартфоном (или компьютером) может проистекать через «смартфонный» 4-пиновый 3.5 мм разъём. Единственный кабель с равноценными штеккерами на концах, которые никак не перепутать между собой - это достаточно эргономично и дуракоустойчиво. Но есть нюанс.

Давайте посмотрим на нужный нам разъём:

Гнёздо под 3.5 мм штеккер на 4 контакта PJ-313E.

Вроде бы всё выглядит прекрасно, однако на деле не удалось найти под такой разъём «удлинённый» штеккер. Может, такого и вовсе нет. Стандартный же 4-пиновый штеккер своим центральным контактом дотягивается только до третьего контакта гнезда, а вторым - до первого.

Чтобы всё работало штатно, цилиндрическую часть, предназначенную для прохода сквозь панель, придётся спилить подчистую. И стиль оформления выйдет не совсем тот, что хотелось бы. Получилось вот так безобразно:

Обрезанное гнездо PJ-313E.

Пришлось сверлить дырку по диаметру основания штеккера.

Поэтому, хотя у автора в конструкции один 4-пиновый разъём, тем не менее рекомендуется предусмотреть два 3-пиновых. Через первый звук будет поступать в модем, а через второй - выходить наружу. Соединительные кабели тоже получатся стандартные для стереозвука.

Но в авторском варианте ценник таков:

Радиодеталь: Количество Цена/шт: Сумма:
Разъём питания GX12/2 1 $0.77 $0.77
Разъём BNC на панель 1 $0.24 $0.24
3.5 мм 4 pin разъем PJ-313E 1 $0.12 $0.12
Итого: $1.13

§5.7 Характеристики цифрового модема.

§5.7.1 Чувствительность приёмного тракта.

В §3.4 мы уже проводили аналогичные исследования, но тогда у нас не было антенного коммутатора, в котором, естественно, неизбежны потери. Сами измерения делались «на глаз», и давали лишь оценочное значение.

Давайте обратимся к более точным спектральным измерениям.
Нам понадобится софт «SpectraLab» и вот такая формула:

Спектральный метод определения MDS.

MDS - Minimum Detectable Signal, µVRMS
Δbandwidth - полоса пропускания приёмника, Гц.
ΔSLR - Spectral Line Resolution, Гц.

Согласно этой формуле, пик сигнала должен превышать шумовую дорожку под сигналом на 21.3 dB, если Δbandwidth=1450 Гц, а Spectral Line Resolution 10.767 Гц (показывается программой для выбранного режима измерения).

Теперь, если нас интересует чувствительность по уровню N dB SINAD, нужно подобрать входной сигнал таким, чтобы его пик был выше пика MDS на эти самые N dB. Что через софт «SpectraLab» выглядит так:

Чувствительность MDS и -12 dB SINAD.

Выброс на 1, 2 и т.д. кГц - местная помеха.

Расшифровка цвета кривых:

Синяя: -78.3 dB, уровень шумов при отсутствии сигнала.
Лазурная: Minimum Detectable Signal, -57 dB, 0.18 µVRMS
Отсутствует, но промеряна: 10 dB SINAD, -47 dB, 0.51 µVRMS
Жёлтая: 12 dB SINAD, -45 dB, 0.64 µVRMS

При оценке полосы пропускания приёмного тракта значение Δbandwidth взято с некоторым запасом, так что полученные результаты могут оказаться чуть хуже реальных, но никак не лучше.

§5.7.2 Оценка забития канала приёма.

Вызывает интерес, что случится, если достаточно близко к частоте связи поставить мощную помеху, например, АМ вещательную станцию. Страшно ли это, и насколько.

Автор использовал такую методику.

На антенный вход модема подаётся сигнал от генератора, частотой 3.5797 МГц, и амплитудой 1 µVrms. Звуковая частота 700 Гц относительно опорного генератора выбрана потому, что на кГц и кратно ему стоит местная помеха (видимо, компьютерное оборудование, на котором и производятся измерения).

На рисунке синяя кривая соответствует уровню шумов.
Всплески 1, 3, 5, 7 кГц на ней тоже есть.

Кривая лазурного цвета - сигнал по входу 1 µVrms.
Кликните на график, чтобы увидеть лучше:

Забитие внеполосным АМ сигналом 䔮 кГц.

Далее в генераторе организуется модуляция несущей по амплитуде, с частотой 700 Гц, и с глубиной модуляции 30%. Такой режим наиболее точно эмулирует АМ вещательную станцию.

Частота модуляции выбрана так, чтобы сигнал АМ модуляции подменил собой полезный сигнал, даже совпав с ним по амплитуде. Для чего уровень несущей подбирается по наложению этих двух пиков.

Насколько следует приблизить несущую сигнала помехи к рабочей частоте, каждый решает для себя сам. Местный автор любит разнос частот 10 кГц. Помеха ставится сначала на частоте 3.569 МГц, а потом на 3.589 МГц.

В первом случае понадобился уровень АМ помехи 4.5, а во втором 4.9 Vrms, что нарисовало на спектре малиновую и красную линии соответственно. Это как минимум на 133 dB выше уровня 1 µVrms.

Безусловно, 4-5 Vrms на антенном входе - сигнал ну просто запредельного уровня, зашумляющий приёмный тракт как минимум на 15 dB. Вне полосы приёма мы видим несущую на 10 кГц с двумя боковыми полосами, отстоящими от несущей на 700 Гц, то есть коассический АМ сигнал.

Тем не менее, если такая помеха не в точности наложится на полезный сигнал, модем всё ещё будет способен работать штатно. Способность модема противостоять забитию мощной помехой, отстоящей от частоты настройки всего на 10 кГц, обусловлена кварцевым фильтром сразу после антенны. Без него ничего подобного мы не увидим.

§5.7.3 АЧХ тракта передатчика.

Естественно, первым делом хочется увидеть, в каком диапазоне частот может работать передатчик модема. Теперь это сделать очень просто.

На вход модема подадим синусоидальный звуковой сигнал амплитудой 200 mVpp с плавно регулируемой частотой от 0 до 2 кГц. Он должен сформировать верхнюю боковую полосу относительно частоты опорного генератора 3.579 МГц, преодолеть SSB фильтр, мощно усилиться, и рассеяться на эквиваленте нагрузки. Напряжение ВЧ колебаний измеряется осциллографом, и пересчитывается в мощность.

Вот что получилось (кликабельно для разглядывания подробностей).
Напряжение питания тут 12.5 Вольт (оно тоже влияет):

Полоса пропускания передающего тракта.

На горизонтальной оси отложена частота на входе модема в Герцах. Чтобы узнать результирующую радиочастоту, к делениям шкалы нужно прибавить частоту опорного генератора 3579000 Гц.

Для нахождения частот рабочего участка, за границы которого не следует выходить, поступают так. На 1 dB ниже уровня максимальной мощности проводится линия. Она пересечётся с кривой в двух точках, проекции которых на ось частоты и дадут нам искомые значения. На графике они надписаны красным цветом.

Для практической работы выбираются более узкие участки внутри этого диапазона. В частности, нас интересуют вот такие:

  1. 3579545±100 Гц для всяких самоделок.
  2. 3580000 и выше для «цифры» по регламенту.
    Очевидно, наш кусочек 3580000-3580400 Гц.

На графике указанные участки выделены областями с обратной штриховкой. Неравномерность значения мощности в их границах не превышает ⅓ dB, либо чуть больше. Это представляется допустимым.

А теперь сопоставим амплитудно-частотные характеристики приёмного и передающего трактов на одном графике в общих осях:

Полоса пропускания приёмного и передающего трактов.

SSB фильтр передатчика получился явно качественнее, чем в приёмном тракте. Неравномерность приёмного тракта в «диапазоне для самоделок» достигает 1.5 dB.

Но вернёмся к предыдущему графику. Если в нём перевести dBm в Ватты, генерируемая мощность на интересующих нас частотах варьируется от 1.88 до 2.1 Ватт. Хочется понять, как эту мощность можно почувствовать, имея перед глазами лишь индикатор тока антенны.

§5.7.4 Оценка мощности по индикатору тока антенны.

Эффективный компрессор на входе девайса не позволит нам варьировать выходную мощность амплитудой входного сигнала, потому как что 100 mV на входе, что 500, что даже 5 Вольт, модему безразлично.

Однако только что мы увидели, как входной сигнал неизменной амплитуды, но с частотой вблизи ската кварцевого фильтра, способен варьировать выходную мощность раз в сто.

Так и делаем. Амплитуда звукового сигнала на входе модема пусть будет строго 200 mVpp, а его частота меняется от 1635 до 1435 Герц. При этом происходит последовательное зажигание сегментов линейной шкалы индикатора от первого до девятого.

Чтобы зажёгся 10 сегмент, пришлось поднять питающее напряжение с 12.5 до почти 13 Вольт.

В процессе измерений необходимо фиксировать напряжение на эквиваленте нагрузки сопротивлением R=50 Om, и пересчитывать его в мощность. Если замер производить осциллографом, от пика до пика, то формула для Vpp будет такая:

Перевод Vpp в мощность.

График весьма нелинеен, но по нему уже можно ориентироваться.
Зависимость снималась при напряжении питания 12.5 Вольт:

Калибровочная кривая индикатора мощности.

Так, девятый сегмент горит при мощности в нагрузке от 1.84 до 2.12 Ватта, а при большей мощности загорается десятый сегмент. Но с такой мощностью работать уже нежелательно, так как сам передатчик начинает выходить из линейного режима, отклоняясь от него на 1 dB.

Минимальная фиксируемая индикатором мощность - 184 mW.
Она соответствует моменту зажигания первого сегмента индикатора.

§5.7.5 Влияние напряжения питания на мощность.

Местный автор ориентируется на использование батарей-пака из десятка элементов АА, имеющих аккуратную разрядную кривую, с небольшими отклонениями от точки 12.5 Вольт. Тем не менее, интересно, как зависит мощность модема от питающего напряжения.

Это легко выяснить, подав на вход модема сигнал частотой 1 кГц, и замерив выходную мощность на эквиваленте нагрузки по методике из предыдущего пункта.

Зависимость выходной мощности от питающего напряжения.

По всей видимости, диапазон питающих напряжений 13.3-11 Вольт следует признать рабочим, этот участок зависимости близок к линейному.

При дальнейшем понижении питающего напряжения модем сохраняет свою работоспособность, но его выходная мощность ощутимо падает.

Красными областями обозначен диапазон свечения того или иного номера светодиода линейной шкалы. Грубо говоря, при работе на согласованную нагрузку в режиме передачи должен светиться девятый сегмент шкалы, если заряд аккумуляторов достаточен, и восьмой, если заряд аккумулятора близок к истощению. Далее аккумулятор следует считать разряженным.

§5.7.6 Показания индикатора при приёме.

Напряжение батареи питания напрямую индицируется шкалой в режиме приёма, но зелёным цветом свечения светодиодов. Зависимость для этого режима:

Показания индикатора питающего напряжения.

График нелинеен, ввиду наличия в измерительной цепи стабилитрона.

Имея ввиду изыскания, проведённые в §5.7.5, номинальное напряжение питания в режиме приёма соответствует светящимся светодиодам линейной шкалы в позициях с 3 по 7.

Допустимый диапазон питающих напряжений шире, охватывает всю шкалу.

§5.7.7 Собственные шумы приёмника.

Теперь, когда железная коробочка закрыта, и схема хорошо экранирована, можно запитать коробочку от батареи, и провести важные и ответственные измерения реальной чувствительности.

Так как софт «SpectraLab» умеет рисовать на графике сразу пять кривых, не откажем себе в удовольствии этим воспользоваться. Настройки софта пусть будут те же, что и в §5.7.1

График кликабельный, с доступом к интерфейсу софта.
Он усреднён выбором FFT=4096 pts, это не пиковые значения.

АЧХ Волынки 151 палаты на разных уровнях сигнала.

Расшифровка цвета кривых:

Синяя: уровень шумов при отсутствии сигнала.
Лазурная: Minimum Detectable Signal, 0.18 µVRMS
Малиновая: 10 dB SINAD, 0.51 µVRMS
Красная: 1 µVRMS
Жёлтая: 10 µVRMS

Теперь весь вопрос в том, сколько шума «нальётся» с эфира в антенный разъём, и сможет ли реализоваться чувствительность аппарата.

На рисунке в левой его части нанесена шкала S-метра, полученная путём подачи сигнала соответствующего уровня на вход приёмника, при условии, что наблюдается он приёмником на звуковой частоте 700 Гц при тех же самых настройках. Так как АЧХ в диапазоне 500-1400 Гц практически горизонтальна, с неравномерностью не более 1 dB, для тестирования может быть выбрана любая частота в пределах этого интервала.

Теперь, мысленно «доливая» шума до того или иного деления по шкале S-метра, можно примерно оценить требуемый уровень сигнала для его приёма с тем или иным значением SNR.

§5.7.8 Основные характеристики модема.

Волынка 151 палаты, полный комплект.

По результатам проведённых испытаний, в процессе которых тщательно фиксировалось, что и каким образом измерялось, можно вынести такой вердикт о характеристиках цифрового модема «Волынка 151 палаты»:

Параметр: Значение:
Частотный диапазон: 3.5799±0.00055 МГц
Диапазон питающего напряжения: 10-13.8 Вольт
  Приёмник:
Уровень собственных шумов: 0.6 mVpp на нагрузке 10 kOm
Максимальная амплитуда выходного сигнала: 1 Vpp на нагрузке 10 kOm
Чувствительность 12 dB SINAD: 0.64 µVrms, или -111 dBm
Динамический диапазон: 101 dB, от S1 до S9+50 dB
Подавление внеполосной АМ помехи ±10 кГц: 133 dB
Энергопотребление: 40 mA
  Передатчик:
Импеданс: 50 Ом
Каналы:

Левый: рабочий.
Правый: VOX, если требуется.
Амплитуда сигнала в любом из каналов: От 100 mVpp до 5 Vpp
Выходная мощность при питании:
10 Вольт
11 Вольт
12 Вольт
13 Вольт

1.6 Ватта
1.9 Ватта
не менее 2 Ватт
2.2 Ватта
Подавление несущей: 69 dB
Энергопотребление
при 12.5 Вольтах и мощности 2.1 Ватта:
450 mA
Режим работы на передачу: Хоть круглосуточно.
Что это было?

По ходу действа местный автор несколько раз оговаривался, что его целью является наработка решений, позволяющих на базе разрабатываемой схемы исполнить и полноценную QRP SSB радиостанцию с весьма достойными характеристиками. После внесения минимальных изменений, естественно.

В принципе, всё получилось.
Тем не менее, это далеко не вся правда.


Что полезного
Можно задиайваить
На тысячу йен?

Конструирование HAM Radio в последнее время тяготеет к концепции Minimal Art Session (MAS), когда девайсы собираются из минимального числа деталей. Естественно, конструкции выходят насквозь компромиссные и достаточно убогие, мало пригодные к практическому использованию. Но рядовые радиолюбители не догадываются о тупиковости MAS, и всерьёз уверены в полноценности такого подхода к конструированию.

Клепать допотопные вещи интересно не всем. В 2005 году японский клуб «JARL QRP» предложил интересный челлендж «1000 Yen rig» по созданию HAM Radio себестоимостью менее 1000 йен. Хотя японцы в основной своей массе отнюдь не бедны, именно такой кардинальный подход стимулирует проявление креативности и полёт фантазии. Что на Острове высоко ценится.

Правда, в Стране иены как-то не в ходу, но 1000 иен очень приблизительно соответствуют 10 долларам (на момент написания опуса $9.28). И с чего-то вдруг местный автор возжелал уложиться в те самые $10, а в идеале так и вовсе в $9.28 :)

Понятно, что корпус девайса был подобран из имеющегося запаса железяк, и это нормальный путь для идущего по пути диайвая. Фольгированный стеклотекстолит тоже взят из запасов, но всё остальное обсчитано по реальным ценам, ибо в большинстве своём покупное.

Как видим, все самурайские принципы были соблюдены.
Реальных затрат $9.21, и это действительно меньше 1000 иен.

Глава 6. Связной софт.

При автономном использовании «Волынки 151 палаты» никакого выбора софта не подразумевается - что энтузиасты «цифры» сумели портировать на мобильную платформу (типа DroidPSK или AndFlmsg), то мы и пользуем.

При возможности применения ноутбука выбор чуть богаче.

Естественно, на ум приходят общеизвестные и универсальные «взрослые» решения типа «Ham Radio Deluxe + Digital Master», MixW (до версии 2.14 включительно программа бесплатна), MULTIPSK и т.п. Вот только вряд ли пользователь «Волынки» сильно нуждается во всяких логах и кластерах, свойственных непонятному ему радиоспорту. Изобилие разных настроек, с которыми можно кувыркаться весьма долго, тоже поначалу озадачит.

Целевому пользователю нужна лишь связь с конкретным адресатом. Если она ещё и автоматическая (нет необходимости в дежурстве оператора, как в AndFlmsg), то это вообще здорово.

Ну и простота софта тоже приветствуется.
Особо если он будет в portable версии.

К счастью, в касте радиолюбителей есть и отщепенцы, которым интересно общение в своей тусовке, а не случайные связи со всеми подряд без разбора. Силами этих людей были сотворены простые и забавные штуки, адаптированные под КВ связь цифровыми модами, но предназначенные для «болтовни», а не только для выдачи рапорта и 73.

§6.1 Incremental Frequency Keying.

Перед выбором наиболее подходящего софта, впомним про важный момент: опорный генератор нашей конструкции выполнен не на синтезаторе, и даже не термостатирован. Его частота заметно зависит от температуры, и вместе с ней может уходить на единицы, а то и десятки Герц.

В полевых условиях так оно и будет.
Всенепременно.

Поэтому из всех видов узкополосных мод стоит сосредоточиться лишь на толерантных к дрейфу частоты, чтобы в процессе сеанса связи оперировать не абсолютными частотами, а относительными. Лучше всего тут подходит IFK (Incremental Frequency Keying), разностная частотная манипуляция.

К примеру, если мода использует 10 тонов с разносом 1 Гц, то при привязке к частоте канала (FSK) дрейф частоты более 1 Гц за сеанс приведёт к путанице номеров тонов.

Однако, если информация кодируется разностью между тонами, допустим более существенный дрейф частоты. Смена тона проистекает гораздо быстрее, чем весь сеанс связи. Тут нет накопления ошибки со временем.

Такой метод кодирования информации выгоден при многолучевом приёме, актуальном при зенитном излучении NVIS. Поэтому далее рассматриваются преимущественно низкободовые моды на основе IFK. Они эффективны на нижних КВ диапазонах при малой мощности передатчика.

§6.2 Методика испытания связного софта.

Хотя любая мода чётко постулирует предельный уровень детектирования под шумами, всегда есть нюансы. Чтобы об них не спотыкаться, проще поставить разный софт в одинаковые условия, и сравнить самому. На данной конкретной аппаратуре и по собственной методике тестирования. Веровать во что-либо безоглядно сегодня нельзя.

Для тестирования нам понадобится любая софтина, умеющая генерировать шум в широком спектре, и микшировать его с входным сигналом. Например, портабельный PathSim.

Методика чрезвычайно проста и всякому понятна:

  1. Связной софт генерирует тестовую последовательность любых символов.
    Пусть это будет кодовое слово --STANAG--

    Дефисы на краях кодового слова выполняют роль жертвенных символов синхронизации, которые могут «съедаться» при декодировании. Хотя любая уважающая себя дигимода должна самостоятельно окаймлять передаваемое собственными символами синхронизации.

    Регистр символов важен, так как алфавит во внутреннем представлении обозреваемых далее программ обычно несимметричен - строчные буквы зачастую кодируются одним тоном, а прописные уже двумя. Во втором случае шансы искажения в канале связи вдвое выше, так что именно прописными буквами мы и будем оперировать в тестах.

  2. При извлечении сигнала из связного софта и скармливания его обратно, лучше всего воспользоваться способностью софта генерировать звук и читать его прямо на уровне WAV файлов. Тогда и обработку сигнала в виде зашумления можно так же осуществить прямо в цифровой форме, не имея дело с аналоговым сигналом в звуковой карте. Она исказит показания.

    Однако не всякий софт это умеет.
    Потому далее упоминается работа со звуковой картой.

  3. Регуляторы уровня входа-выхода аудиокарты устанавливаются такими, чтобы на звуковой редактор PathSim поступал сигнал максимально возможной амплитуды, при которой осциллограма сигнала в окне «Time Domain» ещё остаётся зелёного цвета (при перегрузке зелёный цвет сменяется красным).

    PathSim в режиме записи сигнала.

    Генератор шума «AWGN Source» сейчас дезактивирован, вход редактора подключен к звуковой карте, выходной сигнал пишется в WAV файл. Потом звук из него будет микшироваться с шумом, образуя тем самым сигнал ниже уровня шумов для проведения исследований.

    Для записи в файл необходимо в поле «RunTime» установить минут десять. Прекратить запись можно в любой момент кнопкой «STOP». Запуск процесса запоминания сигнала со звуковой карты в файл, понятное дело, осуществляется кнопкой «START».

    Если на спектрограмме «Freq Domain» вблизи нулевой частоты виден существенный уровень инфразвука, что обычно так и есть, крайне рекомендуется пропустить входной сигнал через полосовой фильтр по пути «Path 1», как обозначено на рисунке.

  4. После оцифровки сигнала связного софта вход PathSim переключается на только что созданный файл, а выход - на звуковую карту:

    PathSim в режиме воспроизведения сигнала ниже уровня шумов.

    Генератор шума «AWGN Source» активируется, и на нём выставляется необходимое отношение сигнал/шум, обозначенное как «SNR», в dB. Отрицательные значения характерны для сигнала ниже уровня шума, положительные - для лишь немного зашумлённого канала связи.

    Осциллограма и спектрограмма позволяют контролировать состояние сигнала, отдаваемого звуковой карте. Например, сейчас сигнал ниже уровня шума в 10 раз (20 dB), визуально его не видно.

  5. Модифицированный редактором сигнал возвращается в связной софт, поставленный в режим приёма. От того софта хочется безошибочного детектирования тела сообщения («STANAG» в нашем примере), но предваряющие этот код дефисы имеют право потеряться в процессе адаптирования системы AGC из-за неизбежных переходных процессов.

  6. Если кодовое слово успешно детектировалось, значение SNR уменьшаем на единицу, тем самым погружая сигнал в шумы.

    Этот пункт воспроизводим до тех пор, пока кодовое слово не начнёт искажаться. Значение в поле «SNR» для последней неискажённой итерации и считается искомым результатом.

Естественно, это синтетический тест. Но в эфире не реализовать даже и такого, потому как тестирование надо проводить на дистанциях в сотни км, но сопоставить результаты просто не получится из-за меняющихся условий прохождения.

Оговорка.

Найденный таким образом предельный уровень детектирования сигнала под шумами носит ориентировочный характер. Ибо методика оперирует шириной канала до 3 кГц, реальный же SSB тракт несколько уже. В случае задействования CW фильтров или узкополосного тракта, как в «Волынке», циферки окажутся совсем другими.

Однако, для сравнения порогового уровня SNR разных мод между собой, данная методика применима. Просто помним, что намеренное выражено не в абсолютных величинах, а в относительных.

§6.3 Сравнение связного софта.

Наивно предположим, что по какому бы алгоритму мы не формировали IFK сигнал, излучая 2 Ватта мощности на фактически прыгающей частоте, дальность связи определяется вовсе не последовательностью смены таких тонов, а только фактом их надёжного обнаружения в месте приёма.

А дальше всё зависит от времени накопления сигнала и математики.
Чем время накопления больше, тем проще работать математике.

Исходя из этого разумного постулата, сфокусируем своё внимание только на сверхмедленной связи, потому как наша цель состоит в установлении гарантированного коннекта малой мощностью на условные 100 км.

Результат испытаний проще воспринимать в виде таблички.
В ней лишь «болтологические» моды без концепции таймслотов.
Всякое FT, JT, WSPR и тому подобное нам просто не интересно.

Модуляция Baud Bw, Hz Время: Duty Cycle MDS dB
WSQ (WSQCall 1.20) 0.244
0.488
48
64.4
2:03
1:01
100% -27 dB
-20 dB
OLIVIA 128-125
OLIVIA 64-125
OLIVIA 32-125
OLIVIA 16-125
OLIVIA 8-125
OLIVIA 4-125
OLIVIA 2-125
0.977
1.953
3.906
7.813
15.63
31.25
62.50
125 4:35
2:47
1:25
0:51
0:35
0:25
0:23
100% -29 dB
-27 dB
-25 dB
-23 dB
-19 dB
-17 dB
-16 dB
Contestia 128-125
Contestia 64-125
Contestia 32-125
Contestia 16-125
Contestia 8-125
Contestia 4-125
Contestia 2-125
0.977
1.953
3.906
7.813
15.63
31.25
62.50
125 2:19
1:25
0:43
0:27
0:19
0:14
0:13
100% -27 dB
-25 dB
-24 dB
-20 dB
-19 dB
-17 dB
-13 dB
WSQ2 1.465 Hz
WSQ2 1.953 Hz
0.488 48
64.4
0:55 100% -23 dB
-23 dB
THOR µ 2.000 36 1:10 100% -22 dB
THROBx1 1.000 94 0:26 80% -21 dB
DominoEXµ 2.000 36 0:31 100% -20 dB
DominoEX4 3.906 173 0:20 100% -19 dB
MFSK4 3.906 154 0:40 100% -19 dB
THROB1 1.000 72 0:32 80% -18 dB
BPSK31 31.25 31 0:12 80% -17 dB
FSQCall 2.000 300.0 0:16 100% -16 dB

Пояснения.

«Время» - длительность звучания в эфире тестового слова «---STANAG---»
«Duty Cycle» - средняя мощность относительно непрерывной несущей.
«MDS» - искомое, минимально принимаемый под шумами сигнал.

Все измерения для софта FLDIGI проделаны строго в цифровой форме, без привлечения звуковой карты. Этим измерениям можно верить, всё прочее под вопросом (возможна ошибка в 1-2 dB).

Программное обеспечение:

Ниже перечислен софт, не отягощённый излишней сложностью.
Но тем не менее потенциально подходящий под нашу задачу.

§6.3.1 WSQCall v1.20.

WSQ (A Weak Signal QSO) использует IFK с 33 тонами и полосой сигнала 48 Гц. Применён специальный алфавит, ввиду чего русский язык отсутствует. Алгоритма коррекции ошибок нет.

Дигимода создавалась для низкочастотных диапазонов, но разработчики гарантируют хорошую работу и на 80-метровом диапазоне, хотя и не видят в этом особого смысла. Уж больно медленный коннект.

Для наших целей подходит программа WSQCall.
Домашня страничка: qsl.net/zl1bpu/MFSK/WSQweb.htm

На случай прихода «суверенного интернета» пусть также лежит локально.
Она содержит ссылки на локальные же PDF документы и дистрибутив.

Сразу о том, что не понравилось.

  1. Софт не позволяет выбрать частоту манипуляции. Совсем никак.
    Звуковой спектр прибит гвоздями, и начинается от 1500 Гц.

    По всей видимости, разработчики ориентировались исключительно на стандартную аппаратуру с полосой пропускания по низкой частоте 300-2700 Гц. В случае низкого качества SSB модулятора гармоники сигнала от второй и выше уйдут за верхнюю частоту полосы пропускания, и не попадут в эфир.

  2. Внутренняя логика софта после приёма сообщения, в момент активации синхронного детектора (по терминологии PDF-файла хэлпа программы) перекрашивает полоску индикатора порога SNR с жёлтого цвета на красный. Если зелёная полоска уровня сигнала затем упадёт ниже этого порога, всё нормально.

    Однако, при приёме под шумами, когда окончание передачи не роняет заметно индикатор уровня сигнала, и он не уходит ниже порога SNR, декодирование прекращается. Причём такой клинч можно не заметить, потому как все остальные элементы интерфейса живы и активны.

    В реальном эфире оператору приходится часто трогать порог SNR.
    Это неудобно. И не все понимают, отчего вдруг декодинг встал.

Теперь что понравилось:

  1. Софт использует впечатляющие алгоритмы. Уровень детектирования под шумами авторская методика определила как -27 dB на скорости ¼ baud, и -20 dB при ½ baud.

  2. У программы два приёмных окна, но их содержимое отличается, если приём происходит с потерями и искажениями сигнала. Синхронный детектор по сути дела корректирует принимаемую информацию в случае выпадения сигнала (импульсные помехи, затухание).

  3. Есть возможность установки нескольких режекторных фильтров.

Несмотря на замечательные ТТХ, ясно, что программа WSQCall писалась под конкретную задачу, но об её своеобразность и споткнулась. Не факт, что Вам захочется разбираться, что к чему.

§6.3.2 WSQCall v1.20 и эволюционирующая WSQ2.

Менее замороченный и куда более понятный вариант софта доступен под названием WSQ2. Help программы посылает на оффсайт, но там давно уже нет никакой жизни. Вам лучше пойти вот сюда.

Краткая инструкция по первоначальной настройке программы от местного автора.

WSQ2 оперирует скоростями ½ baud, поэтому уровень детектирования под шумами у софта в районе всего лишь -23 dB по нашей методике. Но зато софт позволяет выбрать произвольную частоту, что необходимо цифровому модему, работающему на фиксированном канале.

Заметим, что при одинаковой скорости ½ baud это программное решение несколько проигрывает WSQCall.

§6.3.3 FSQCall v0.42.

Мода FSQ (Fast Simple QSO) весьма похожа на рассмотренную ранее WSQ. Те же 33 тона IFK, но разнесённые на 9 Гц, что даёт полосу 300 Гц. Такой же экономичный алфавит. Скорость передачи можно выставить от 2 Бод. Исправления ошибок опять-таки не предусмотрено, но есть возможность передачи файлов нативной утилитой, с коррецией ошибок по алгоритму Рида-Соломона.

Мода специально адаптирована для NVIS.
Как раз наш случай.

Нам интересна лишь программа FSQCall на базе моды FSQ.
Домашня страничка: qsl.net/zl1bpu/MFSK/FSQweb.htm
По-русски: перевод на «Радиосканере»

Согласно авторской методике, порог детектирования составил -16 dB.
Чем выше скорость в Бодах, тем ниже это значение.

В отличие от WSQCall, с которой эта программа схожа, у ней две частоты манипуляции, 1150 и 1500 Гц.

§6.3.4 FLDIGI Windows

С софтом FLDIGI мы уже знакомы, он есть и под Винду.
Взять такой можно здесь.

Софт объединяет в единой оболочке множество цифровых мод, не все из которых нам полезны. Интересны лишь низкободовые, только они вошли в таблицу.

Весьма любопытны Olivia и Contestia, у каждой из которых сорок вариаций. Какие-то из них общеупотребимы, а все остальные убраны в конструктор, позволяющий задавать ширину канала и число тонов в пределах канала. Именно в конструкторе и заключена ценность FLDIGI.

Нам годятся лишь варианты с шириной полосы 125 Гц.
Они весьма хороши, хотя формально сигнал совсем не узкополосный.

Чтобы проникнуться брутальностью математики, почитайте, впечатляет.

§6.4 Эфирное сравнение связного софта.

До сих пор мы обозревали и рассматривали сферического коня в вакууме.
Моделировать гут, но лишь эфирные испытания покажут реальную картину.

Как оказалось, два Ватта мощности, излучаемые через низко подвешенную дипольную антенну, на удалениях до 100 км принимаются круглосуточно и гораздо выше уровня шума. Любой вариант софта справится, и решит нашу базовую задачу по организации связи на условные 100 км.

Поэтому задача была усложнена увеличением расстояния до 300 км.
На такой дистанции сигнал федингует вблизи уровня шумов.
Тут-то и появляется смысл варьировать софт и дигимоды, сопоставляя их.

Сразу пришло понимание кошерности цифровых мод с малой бодовостью.
Далее рассматривать мы будем только их.
Можно воспринимать нижеследующее как рейтинг по убыванию профита.

1) OLIVIA 32/125 from FLGIGI 4.1.13

Хотя мода относительно широкополосная (125 Гц), её порог детектирования впечатляет. На «водопаде» приёмного софта сигнала практически не видно, он весь под шумами. Даже сложно определить, куда следует поставить границы приёмного окна. Тем не менее, передача как-то детектируется.

Самое удивительное, что непрерывные грозовые разряды не особо мешают приёму в этой моде. OLIVIA 32/125 единственная справилась с передачей тестового сигнала на дистанцию 1376 км на регулярной основе.

Несмотря на невысокую оценку этой цифровой моды по предварительным лабораторным изысканиям, конкурентов среди «болтологических» дигимод у неё нет. Прямое исправление ошибок здесь играет существенную роль.

Правда, следует помнить об эксклюзивности такого варианта OLIVIA. Он кастомный, да ещё и задумчивый, начинает выдавать буковки на экран минуты через полторы после обнаружения сигнала передачи. Однако более «резвые» варианты дигимоды уже не так хороши, а более «мудрые» и совсем уж неторопливые начинают путаться в показаниях и дают ошибки.

Есть поддержка русского языка.

2) WSQCall, IFK 33 тона с разносом 1.5 Гц, скорость ½ baud.

Это работает.

Но софт WSQCall оперирует единственной и намертво прошитой частотой манипуляции 1500 Гц, что для одноканальной аппаратуры неудобно. Нет возможности подвигать рабочую частоту в пределах доступного спектра хоть немного.

Скорее всего, этим софтом вряд ли кто станет пользоваться.
Особо достаёт упрямый пороговый детектор SNR, стопорящий программу.
Нет поддержки русского языка.

3) WSQ2, IFK 33 тона с разносом 1.5 Гц, скорость ½ baud.

Также рабочий вариант.

Декодер у WSQ2 немногим уступает WSQCall, однако частота манипуляции может быть назначена произвольно, что даст нам доступ к разным участкам спектра фиксированного радиоканала.

Правда, здесь не сыскался сервис направленного вызова, присутствующий в WSQCall, хотя и в сложно постижимом виде. Но сам сервис, будучи один раз таки постигнутым, весьма полезен, и далее пригодится.

Но кто любит простые решения, останется доволен софтом WSQ2.
Хотя русского языка софт не понимает.

4) FLDIGI THORµ, IFK 18 тонов, скорость 2 baud.

Несмотря на «многободовость», дигимода THORµ узкополосна (36 Гц), и радует своей дальнобойностью. Видимо, это достаточно практичная для наших задач мода, ибо поддерживает UTF, а потому русский язык ей тоже не чужд.

Может показаться, что обмен информацией моды THOR Micro в четыре раза быстрее, нежели у WSQCall и WSQ2, просто соразмерно соотношению их скоростей 2 и ½ baud. Но это не так.

Дигимода содержит служебные заголовки, служащие для предварительной синхронизации софта на приёмной стороне. В итоге передача сообщения из 12 символов во всех перечисленных модах занимает около минуты.

Однако коррекция ошибок отсутствует, совсем слабый сигнал не читается.

Резюмируем.

В условиях хорошего приёма любые дигимоды без всякой коррекции ошибок, типа WSQ, вполне функциональны, и показывают себя тем лучше, чем больше время накопления (то есть медленнее сама мода).

Когда сигнал корреспондента чётко виден на водопаде приёмного софта, вполне справится THORµ, а возможно, и более быстрые варианты моды THOR 4,5,8.

Но помехи типа грозовых разрядов, а также замирания, и даже выпадение сигнала из-за интерференции вследствие многолучевого приёма, делают такие моды бесполезными.

Если сигнал сильно федингует и уходит в шумы, альтернативы Оливии нет.
Надо лишь выбрать подходящий вариант моды 16/32/64

Казалось бы, Contestia в нашем тесте походит на Оливию, но быстрее.
Увы, для реального КВ эфира при связи через NVIS мода бесполезна.

Итого в активе остаются THORµ и OLIVIA 32/16-125.
Удобно, что оба решения реализуются софтом FLDIGI.
Вряд ли кто согласится переключаться между несколькими программами.

А теперь аналитический выбор.

Смотрим в сводную табличку дигимод из §6.3, выделяем всё, что выглядит на 5 dB лучше BPSK, и передаёт в эфир тестовое слово около минуты. При этом параметр «Duty Cycle» обязан быть 100%.

Если добавить к требованиям поддержку русского языка, выбор очевиден.


P.S.

Практические испытания «Волынки 151 палаты» проистекали чуть позднее.
Совместно со специально спроектированной антенной.
Можно воспринимать как продолжение темы.

Из краткого содержания второй серии можно вынести знание о возможности круглосуточной связи низкободовой дигимодой на расстояниях до 100 км силами «Волынки 151 палаты» и более-менее серьёзной антенны класса «диполь». Но подробнее всё-таки по выданной ссылке.

Другие статьи категории «Радиосвязь»

Неплохой клиент цифровых видов связи для смартфона.

Неплохой клиент цифровых видов связи для смартфона. Только для пациентов 151 палаты, остальным будет неинтересно. Впервые на арене AndFlmsg по-русски. Как-то мы тут проектировали и собирали одноваттный SSB радиоканал на КВ. Как одно из применений, а точнее, метод повышения надёжности и дальнобойности этого радиоканала, образовалась тема использования цифровых видов связи.

Самодельная End Fed антенна на 80 метровый диапазон.

Самодельная End Fed антенна на 80 метровый диапазон. В одной из прошлых публикаций мы овладевали искусством построения максимально простой SSB радиостанции, но при этом ещё не тяготеющей к профанации. Теперь пришла пора укомплектовать её подходящей антенной. Обзор нескольких типов наиболее подходящих антенн в той публикации тоже содержится. После анализа всех вариантов приходится признать, что не самой лучшей, но наиболее практичной будет «End Fed антенна», что на местный диалект переводится как «запитанная с краю».

Самодельная SSB КВ радиостанция 151 палаты Р151П.

Самодельная SSB КВ радиостанция 151 палаты Р151П. Пост не типичен для этого ресурса, однако потенциально самый полезный из всего, что тут вообще есть. Возможно, даже культовый, хотя и предельно нишевый. Понимающий оценит, равнодушный пройдёт мимо. О чём пойдёт речь. Далее по тексту предвидится изобретательская деятельность по построению в некоторой степени инновационного SSB радиоканала.
07 марта 2020, 17:55

№ 1Новый девайс с лучшими параметрами - браво!

Жаль, не всегда получается что-то делать своими руками, но в данном случае руки аж зачесались. Вроде и мыл их недавно.

Реализация как всегда впечатляет. Благодарю.
airsound
07 марта 2020, 22:11

№ 2Сборка и настройка устройства.

Пациенты 151-й палаты уже в курсе появления нового девайса.

Пришла пора заказывать детали и искать два корпуса, так как модемы лучше делать сразу комплектом, не так ли, Мастер?

Платы, насколько я понял, размером 120 х 62 мм, значит внутренняя часть коробочки должна быть где-то 140 х 70 х 30(35) мм, чтобы влезло всё?

За пошаговую инструкцию отдельное спасибо.

Действительно, из-за довольно странного профиля корпуса в виде двух торцевых заглушек, на которые дальше накручиваются стальные пластины по периметру, примерно по сантиметру с концов плат не используется, пропадает. Эти места перекрываются выступами профиля.

Рациональнее всё это скомпоновать в виде квадратика 125*125, так гораздо проще будет. «Этажерка» случилась по безысходности, она на самом деле не очень-то и удобна.

Если есть возможность или доступ к фрезеровке, идеально было бы взять пластину лёгкого металла толщиной 15 мм, отфрезеровать его, и засунуть такую единственную плату внутрь. Получится почти военное неубиваемое исполнение, с замечательным теплоотводом.

В авторском варианте внешние размеры корпуса 70*37*145 мм. Но там поверх стальных пластин по периметру ещё П-образные зелёные крышки сверху-снизу, и дюралевые вставки слева-справа. Много лишнего железа, но зато и убить это невозможно.

nextman
08 марта 2020, 13:06

№ 3Комментарий автора:

Про простые вещи.

При написании опуса не всё было сделано по-взрослому.
К примеру, в нём начисто отсутствует литобзор.
Это досадное упущение, порождающее вопросы.

Да, действительно, широко известны несколько вариантов построения цифрового модема. Не все из них интересны широкой публике, потому что кажутся сложными. Но исполненное в стиле MAS постоянно на слуху, и каждого очередного изобретателя начинают тыкать мордой в эти схемы со словами «ну и чего ты тут нагородил, смотри, как просто может быть».

Добро, давайте посмотрим на эту гениальность.
В порядке возрастания её сложности.

1) Mini transceiver PSK NIKI, 2010 год.

Схема, мануал, конструктив, печатная плата.

Сразу смотрим, чем осуществляется перенос сигнала на радиочастоту. Ячейка Гильберта на SA612. Добро. Но в связи с полным отсутствием селективных цепей такое решение породит просто забор «палок» на экране спектрометра, то есть кучу помех в реальном эфире. Тем паче, что мощность-то немаленькая.

Ну и DSB при приёме и передаче давно уже не кошерно.
Эфир уже, знаете ли, не тот, что во времена Гагарина.
Да и просто два таких модема между собой не свяжутся. Из-за DSB.

Вряд ли это вообще можно воспринимать как девайс для начинающего (намоточные детали и всякие ферриты там таки есть). Излучаемый спектр между тем нехорош, и простителен только восторженному новичку.

2) UT5UUV Digi-80, Радиохобби №3 2013.

Этот девайс также адресуется начинающим.
Намоточные детали эмулируются стандартными дросселями.

Оригинальное описание от автора в формате doc.

Смотрим на схему, и видим всё ту же самую ячейку Гильберта, только реализованную на уже знакомой нам LA1185. Но на антенный вход и выход смесителя тут поставлены кварцевые фильтры, что здраво.

Однако, замеренный спектр гребенчатый, на весь диапазон:

Примерно даже понятно, почему так получается.
SSB модулятор на LA1185 гораздо хуже, чем на SA602/612.
Кто пробовал, тот знает.

И к тому же «гребёнка» может наблюдаться в полосе пропускания кварцевого фильтра, но не за её пределами. Глядючи на картинку, мы понимаем, что кварцевый фильтр фактически не работает, потому как его избирательность менее 20 dB, а должна быть 60 и выше.

Все нехорошие слова, сказанные про NIKI, актуальны и тут.

3) PSK-80 Warbler, 2001 год.

Скрин оригинальной публикации.

Принципиально то же самое, что и в предыдущем варианте, но с увеличенной выходной мощностью и более качественным приёмным трактом. Хотя по приводимой в публикации АЧХ кварцевого фильтра не сказать, что он хорош.

Девайс уже считается сложным для повторения.
Но повторять его в таком виде не стоит.

Обобщим.

Возможно, местный автор упустил какие-то другие простые популярные решения, но вряд ли они идеологически отличаются от перечисленных выше.

Думается, что время архаичных конструкций безвозвратно прошло. Не дадут они приемлемого спектра сигнала на выходе. А без качественного кварцевого фильтра, насмерть убивающего паразитную боковую полосу, в современный эфир даже и не стоит соваться.

Про коммерческие изделия ничего сказать нельзя - их схемы не публикуются. Иногда доступны фото плат, на которых глазом видно от 4 до 6 и больше кварцев, плюс опорник, и это уже выглядит нормально. Скорее всего, и собрана эта коммерция по примерно той же архитектуре, что и «Волынка». Но оценивается в несколько иные деньги.

Так что нет, грамотный с инженерной точки зрения девайс не может быть проще «Волынки», хотя элементная база возможна и другая (в коммерческих девайсах она со всей очевидностью другая). И никакая «гениальная простота» ни лучше, ни даже просто сопоставимой не окажется. Это аппараты разного класса.

Мастер Ласто
Все заметки категории «Радиосвязь»