AFP-FSK модем c приёмным трактом Уивера

AFP-FSK модем c приёмным трактом Уивера

Местный автор очень любит развлекаться выдумыванием радиостанций для низовой КВ радиосвязи. Как водится, из всякого подручного радиохлама. Или вообще из копеечных китайских комплектующих.

Хотя хай-тек с хай-фаем при таком подходе явно не получится, пригодная для нужд тактической радиосвязи «железяка» вполне может. Каковых уже напридумано достаточно, но всегда хочется сделать ещё лучше. Или проще.

К примеру, до сих пор для отфильтровки второй боковой полосы местным автором употреблялись ортодоксальные кварцевые фильтры, построение которых не то чтобы шибко озадачивает, но всё-таки создаёт затруднения. Хотелось бы даже этих затруднений избежать, вообще не оставив места шаманству.

Решаемая задача.

Давайте зададимся целью построения максимально простого в настройке и непременно однополосного девайса для «местной» КВ связи, умеющего работать в диапазоне частот, обходящегося без кварцевых фильтров, но при этом обеспечивающего селекцию, не уступающую кварцевому фильтру.

В чём есть определённый парадокс, а значит, это интересно.
Ибо челлендж.

Статус данного документа.

Когда выполняются какие-то не вполне очевидные действия, определённую ценность представляет последовательность хода мыслей, которые лучше сразу задокументировать. Чтобы не возникало вопросов, а почему оно так.

Местный автор осознаёт, что вряд ли кто сподобится запаять себе точно такую же железяку, поэтому все дальнейшие подробности мало похожи на инструкцию. Но с познавательной целью полезно посмотреть на проверенно работоспособные схемы и всяческие графики к ним. Обычно такие графики никогда не приводятся.

Oглавление.

• Глава 1. Приёмный тракт.
  • §1.1 Квадратурный сэмплирующий детектор Тейло.
    • §1.1.1 Аналоговый мультиплексор.
      • §1.1.1.1 Высокочастотный фазовращатель.
      • §1.1.1.2 Схема управления дешифратором мультиплексора.
    • §1.1.2 Выбор чипа операционного усилителя.
    • §1.1.3 Тестирование голого детектора Тейло.
      • §1.1.3.1 Чувствительность в диапазоне частот.
      • §1.1.3.2 Приём на гармониках сигнала.
      • §1.1.3.3 АЧХ этого узла.
  • §1.2 Демодулятор SSB.
    • §1.2.1 Фазовый метод, традиционный.
    • §1.2.2 «Третий метод» (метод Уивера).
      • §1.2.2.1 Всё о фабричных LPF высокого порядка.
      • §1.2.2.2 Low-pass filter MAX7400
      • §1.2.2.3 Макет приёмного тракта Уивера.
      • §1.2.2.4 Доработка ВЧ фазовращателя.
      • §1.2.2.5 Правильная нагрузка балансного модулятора.
      • §1.2.2.6 Прохождение сигнала по тракту Уивера.
      • §1.2.2.7 Завершение экспериментов с трактом Уивера.
  • §1.3 УВЧ.
    • §1.3.1 Особенности смесителей на аналоговых ключах.
    • §1.3.2 Усиление тракта Уивера и динамический диапазон.
    • §1.3.3 УВЧ, объединённый с аттенюатором.
      • §1.3.3.1 Automatic Gain Control.
      • §1.3.3.2 Динамический диапазон и чувствительность.
      • §1.3.3.3 Забитие сильным сигналом в канале.
      • §1.3.3.4 Забитие по соседнему каналу.
  • §1.4 Нюансы «третьего метода».
    • §1.4.1 Инверсия спектра в тракте Уивера.
    • §1.4.2 Коммутация LSB / USB
    • §1.4.3 О пользе внешнего тактирования MAX7400
  • §1.5 УНЧ для динамика.
  • §1.6 Диапазонный фильтр.
  • §1.7 Печатная плата приёмного тракта.
    • §1.7.1 Набивка платы детальками.
      • §1.7.1.1 Band-pass filter 3-5 MHz.
      • §1.7.1.2 УВЧ с АРУ.
      • §1.7.1.3 Детектор Тейло.
      • §1.7.1.4 Схема приёмного тракта.
  • §1.8 Что за приёмник получился.
    • §1.8.1 Просачивание сигнала гетеродина.
    • §1.8.2 Фактический рабочий диапазон.
    • §1.8.3 Чувствительность приёмника.
      • §1.8.3.1 Чувствительность по спектральным измерениям.
      • §1.8.3.2 Чувствительность расчётная.
    • §1.8.4 Динамический диапазон по перекрестным помехам.


• Глава 2. Управление.
  • §2.1 О многообещающем примитивизме.
  • §2.2 Наш путь.
  • §2.3 Комплектующие и софт.
    • §2.3.1 Arduino MEGA.
    • §2.3.2 Интерфейс внешней связи.
      • §2.3.2.1 Изоляция выхода Ардуины UART3.
    • §2.3.3 LED индикатор.
    • §2.3.4 Модуль тактового генератора.
      • §2.3.4.1 Синтез AFP-FSK модулем Si5351A.
      • §2.3.4.2 Калибровка модуля Si5351A.
    • §2.3.5 Управление мощностью передатчика.
      • §2.3.5.1 Последовательный I2C ЦАП на MCP4725.
    • §2.3.6 VOX (Voice Operated eXchange).
    • §2.3.8 USB hub.
  • §2.4 Скетч.
  • §2.5 Печатная плата с Ардуиной и модулями.


• Глава 3. Передающий тракт.
  • §3.1 Транзисторы для усилителя мощности.
    • §3.1.1 Линейный усилитель мощности с драйвером.
    • §3.1.2 Крафтовый аттенюатор.
    • §3.1.3 Настройка усилителя мощности.
    • §3.1.4 Зависимость мощности от напряжения питания.
    • §3.1.5 Зависимость мощности от частоты.
  • §3.2 Печатная плата передатчика.
  • §3.3 Контроль согласования с антенной.
    • §3.3.1 Tandem Mach.
      • §3.3.1.1 АЧХ Tandem Mach.
      • §3.3.1.2 Совмещение Tandem Mach с передатчиком.


• Глава 4. Оформление в железе.
  • §4.1 «Железяка»
  • §4.2 Подключаем антенну.
  • §4.3 Чистота приёма.
  • §4.4 Выбег частоты.
  • §4.5 Эфирная проверка.
    • §4.5.1 Усиление приёмного тракта.
    • §4.5.2 Сравнительное тестирование чувствительности.
    • §4.5.3 Проверка качества модуляции.
    • §4.5.4 Проверка LSB на слух.
  • §4.6 Характеристики.
  • §4.7 Заключение.

§1. Приёмный тракт.

Схемотехника связной аппаратуры всегда рисуется с оглядкой на диапазон рабочих частот. Который, в свою очередь, обусловлен решаемой задачей.

Сама задача предельно проста - хочется «местной» связи (ещё её называют тактической) через механизм зенитного излучения. Википедия утверждает, что «типичные дневные частоты при NVIS 4-8 МГц, ночные 2-4 МГц». Но там нет оговорок про местную связь.

Именно для местной связи на нужные нам 0-200 км в любое время года и суток, причём без мёртвых зон, актуальны выделенные цветом строки этой таблицы, согласно которой целевой диапазон укладывается в пределы 3-4 MHz. Возможно, с расширением его на немного в обе стороны.

Это косвенно подтверждается интересным фактом.

В профессиональной радиосвязи, но не особо тяготеющей к высоким технологиям в виде спутниковых каналов, для мониторинга текущего прохождения получили распространение автоматические КВ маяки. Есть вводная статья, в которой интересный нам участок диапазона обозначен одиночными маяками (Solitary beacons) сетки «P» на таких частотах в kHz:

F1	F2	F3	F4	F5	F6	F7	F8
3167	3291	3327	3699.5	3837	4031	4043	4079

Если посмотреть на табличку буквенных маяков (Letter beacon) с более крупным шагом, нижние частоты мониторятся тоже явно неспроста:

F1	F2	F3	F4	F5	F6	F7	F8	F9
3594	4558	5154	7039	8495	10872	13528	16332	20048

Буквенные маяки работают на каждой частоте с разносом в 100 Hz из нескольких локаций, прекрасно слышны на любительском диапазоне 80 метров, используясь для оценки прохождения.

По давно устоявшейся терминологии, диапазон частот от 3 до 5 MHz зовётся «партизанским». Имеется и исторический бэкграунд, когда силами весьма несовершенной техники решалась задача установления телеграфной связи на расстояния до 200 км. Частоты для этого были выбраны вот эти самые.

Таким образом, к собственно радиолюбительству челлендж не имеет почти никакого отношения, однако подобные соображения остаются за скобками, и тут никого не волнуют. Но принципиальное наличие этих скобок снимает многие вопросы о неортодоксальности планируемого девайса.

Сам девайс может быть весьма простым.
Без кварцевого фильтра остаётся только прямое преобразование.

Для работы с одной боковой полосой приёмнику прямого преобразования, если абстрагироваться от фазовращателей на конденсаторах и катушечках по бессмертным заветам RA3AAE, потребуется смеситель, сохраняющий информацию о соотношении частот эфирного сигнала с опорной частотой гетеродина. Тут никак не обойтись без квадратурного детектора - вот с него и начнём.

§1.1 Квадратурный сэмплирующий детектор Тейло.

Наиболее просто квадратурный детектор организуется на аналоговых мультиплексорах. Конечно, те мультиплексоры не то чтобы специально для этого родились, но с идеей вполне совместимы. И при этом весьма распространены и доступны.

Компетентные люди утверждают, что впервые смеситель на мультиплексоре опубликовал D.H. van Graas в сентябрьском номере журнала QEX за 1990 год (PDF), где приведён пример как модулятора SSB, так и демодулятора.

Аналогичное решение, и гораздо позже, запатентовал Daniel Richard Tayloe (патент USA 2001 года). Что интересно, схема в патенте изначально просто балансная, всё совсем по-взрослому стало чуть позднее.

Последний документ стоит прочесть со вниманием, потому как там понятным образом сформулированы сильные стороны сэмплирующего квадратурного детектора. А именно: малые потери порядка 1 dB и шунтирование сигнала на массу вне рабочей частоты, что позволяет оперировать терминами эквивалентной селективности, добротности, и т.п.

Всё это довольно затейливо, и запрос «quadrature sampling detector» (QSD, Tayloe mixer) даст много пищи для ума. Но это уже факультативно.

Функционально же это два независимых детектора, идеально совместимых с дифференциальными усилителями на ОУ. Причём нет разницы, в какую сторону крутить «галетный переключатель», или как подключать входы ОУ - прямой и инвесный входы можно менять местами. Такие вещи станут важны позже.

Столь же условно поименованы и выходы детектора Тейло - I (in-phase) и Q (quadrature). Они взаимозаменяемые, однако именно такая терминология обретает смысл, если оперировать векторной диаграммой с ортогональными осями, сдвинутыми на 90°:

На этой GIF-ке (её оригинал) наглядно показано, как продетектированный сигнал может быть разложен на два колебания той же частоты и амплитуды в IQ каналах. Вроде как два канала вместо одного избыточны, однако тут сохраняется информация о соотношении частот принимаемого сигнала и гетеродина. В одинарном балансном смесителе эта информация отсутствует, поэтому там от зеркального канала приёма никуда не деться.

Расплата за очень простую и воспроизводимую схему на копеечных чипах тоже полагается. Чтобы закосплеить галетный переключатель на четыре положения, придётся им щёлкать четыре раза за один период колебаний принимаемого сигнала. Что означает необходимость схемы управления, и тактирование её с учетверённой частотой сигнала.

§1.1.1 Аналоговый мультиплексор.

С выбором мультиплексора на аналоговых ключах поступаем просто. Идём в местный радиомагазин, и смотрим, что там вообще есть. Сходу сыскались чипы SN74HC4052N по цене неликвида, с рабочими частотами вплоть до 100 MHz, ежели смотреть по затуханию сигнала на открытом ключе:

Обратная по смыслу величина, просачивание сигнала через закрытый ключ, на частотах до 7 MHz не хуже -50 dB. Что приемлемо.

Но сопротивление ключей великовато. Если их параллелить (это можно, мультиплексор сдвоенный), получается что-то около 25-30 Ω. Современные решения показывают на порядок меньшее проходное сопротивление.

Фактически всё равно, какой именно из мультиплексоров использовать. Линейка SN74HC405xN содержит три разных типа, и на любом из них можно собрать детектор Тейло, а так же всё, что к нему прилагается далее. Но тут станем работать с тем, что попало в руки.

Логика дешифратора SN74HC4052N совершенно традиционна:

Input			Channel
E	S1	S0
0	0	0	0
0	0	1	1
0	1	0	2
0	1	1	3
1	~	~	разомкнуто

Если меандр от гетеродина (с удвоенной частотой сигнала) подать на S0, а на S1 его же, но поделённый пополам триггером, задача на том и решится. Такое тактирование дешифратора обозначается как F-2F.

Но это будет не самое лучшее решение, ведь возникнет фазовая задержка в цепи триггера, да и что там с меандром гетеродина, тоже не очень понятно. Может, он по форме нехорош.

§1.1.1.1. Высокочастотный фазовращатель.

Формально дешифратор мультиплексора совместно со схемой управления на триггерах образуют так называемый «высокочастотный фазовращатель», который переводит сигнал гетеродина в четырёхфазный сигнал управления ключами. Поскольку встроенного в мультиплексор дешифратора может и не быть вовсе, это обширная самостоятельная тема, которой мы не касаемся.

Схемотехника высокочастотных фазовращателей на данный момент хорошо продумана, и в практических конструкциях гетеродин используется только для тактирования счётчика Джонсона, обычно реализуемого на шинном формирователе, умеющим обновлять сигнал на своих выходах синхронно.

Понимая, что на чипе класса Flip-Flop с D-входом для счётчика Джонсона потребуется инвертор, представляется разумным сразу выбрать из всей номенклатуры что-то с полным набором прямых и инверсных выходов.

§1.1.1.2. Схема управления дешифратором мультиплексора.

В локальном радиомагазине не нашлось подходящих деталек в удобном корпусе DIP, так что пришлось озадачивать китайцев. Выбор не особо богат, но счетверённый триггер SN74HC175N с прямыми и инверсными выходами благополучно сыскался:

Сразу возникает вопрос, синхронно ли изменяются сигналы на прямом и инверсном выходах. Из эпюры напряжений даташита становится понятно, что по выходам D-триггеры симметричны:

Поскольку тактовая частота в четыре раза выше диапазонной, частотное ограничение (не менее 25 MHz при пятивольтовом питании) не препятствует работе смесителя в интересующем местного автора партизанском диапазоне 3-5 MHz. Если хочется частот выше, нужна другая серия, но она уже будет в мелком неудобном корпусе.

Кстати сказать, эти чипы от китайцев заводятся и на не гарантированных даташитом частотах. Например, до 28 MHz микросхема точно работает, 40-метровый любительский диапазон прослушивается прекрасно.

Дальше встаёт вопрос управления аналоговыми ключами мультиплексора, для чего надо правильно распорядиться его адресными входами. В разных конструкциях можно увидеть различные решения, но очевидно, имееются какие-то общие правила.

Если смоделировать счётчик Джонсона на половинке корпуса SN74HC175N в Electronics Workbench, то увидим такую картинку:

Удивительное дело, но распиновка чипа в базе моделировщика неверна (сравните с картинкой из даташита), однако функционально всё корректно - кольцевой сдвиговый регистр у нас получился. Если теперь выводить на логический индикатор любые выходы обоих каскадов счётчика Джонсона, в любом варианте эпюра напряжений за цикл (выделенный розовым фоном) качественно не изменится. Состояния 00 и 11 разделены одним тактом.

Поэтому входы S0 и S1 дешифратора SN74HC4052N можно подключать к любым триггерам счётчика (S0 к первому каскаду, S1 ко второму, либо наоборот), причём к любым выходам каскада (прямым или инверсным). Важно, чтобы I и Q каналы формировались на линиях мультиплексора 0-3 и 1-2. Причём тоже без разницы, где какой.

Зная, что нагрузочная способность КМОП чипов чувствительна к количеству входов, подключённых к одному выходу, логично поступать не как в модели выше, а чтобы к каждому выходу подсоединялось не более одного входа:

§1.1.2 Выбор чипа операционного усилителя.

В своей статье (Link) Тейло советует употреблять на выходе квадратурного детектора ОУ типа LT1115, шумящие весьма скромно (0.8 nV/√Hz). Что-то отдалённо похожее, но пятивольтовое, может выглядеть так:

Выбор ОУ довольно богат, и не ограничен только этой моделью. Просто чип LM4562NA уже опробован ранее, и сочтён вполне пристойным.

Даташит LM4562NA обещает 2.7 nV/√Hz. Применим математику из статьи Тейло к стандартной ширине канала 300-2700 Hz, дабы понять, чего можно добиться с этим ОУ. В идеале, конечно:

Preamp Noise, Bw=2400	Signal level, 3 dB S+N/N	Signal level, 10 dB S+N/N
1 nV/√Hz	0.03 µV, dBm=-137.66	0.07 µV, dBm=-130.66
2 nV/√Hz	0.04 µV, dBm=-134.05	0.10 µV, dBm=-127.05
LM4562NA    3 nV/√Hz	0.06 µV, dBm=-131.17	0.14 µV, dBm=-124.17
4 nV/√Hz	0.08 µV, dBm=-128.92	0.18 µV, dBm=-121.92
5 nV/√Hz	0.10 µV, dBm=-127.10	0.22 µV, dBm=-120.10
6 nV/√Hz	0.12 µV, dBm=-125.58	0.26 µV, dBm=-118.58
7 nV/√Hz	0.14 µV, dBm=-124.29	0.31 µV, dBm=-117.29
8 nV/√Hz	0.16 µV, dBm=-123.15	0.35 µV, dBm=-116.15
9 nV/√Hz	0.17 µV, dBm=-122.15	0.39 µV, dBm=-115.15
10 nV/√Hz	0.19 µV, dBm=-121.25	0.43 µV, dBm=-114.25

Вряд ли такая чувствительность может быть реализована в приёмном тракте с синтезатором частоты и Ардуиной, но сам чип ОУ весьма и весьма неплох.

§1.1.3 Тестирование голого детектора Тейло.

Вернёмся к предварительной схеме.

Поскольку местный автор изначально имел замысел жестоко извратиться с приёмным трактом, было важно обеспечить полосу пропускания чуть ли не от нуля Hz. Так что никаких разделительных конденсаторов на входах ОУ нет, а напряжение на этих входах заодно подтягивает ключи к потенциалу наименьшего сопротивления. Для минимизации сопротивления ключей оба мультиплексора чипа ещё и соединены параллельно.

Резисторы на прямых входах ОУ при смещении мультиплексора по входу формально тоже не нужны, но тогда и импедансы прямого и инверсных входов сильно различаются, что нехорошо.

Кроме того, если остановить мультиплексор, переведя все его аналоговые ключи в разомкнутое состояние, потенциал на каждом из сэмплирующих конденсаторов уже не будет одинаковым, и при переключении девайса с передачи на приём случится мощный переходной процесс. Так что два «лишних» резистора лишними совсем не будут.

Что касается конденсатора на входе мультиплексора, для данной версии схемы нет никакой разницы, подводить к нему смещение, или нет. Работает совершенно одинаково. Удивительно, но факт.

§1.1.3.1 Чувствительность в диапазоне частот.

Усиление каскада на ОУ зависит от номинала резистора в цепи обратной связи. Номинал был взят наобум, просто по факту наличия некоторого количества резисторов по 15 kΩ, из которых несложно отобрать четвёрку близких по сопротивлению. Но так удачно получилось, что максимальный сигнал в 700 µVrms, который можно получить от ГСС с аттенюатором -80 dB, как раз подводил звуковую карту, подключённую к выходу ОУ, к перегрузке. Это когда на спектре начинает лезть частокол гармоник.

Поэтому входной сигнал был зафиксирован на уровне 100 µVrms, и принят макетом девайса в диапазоне 0.4-5 MHz. Ниже по частоте уже не интересно, а выше ГСС не хочет. Гетеродин приёмника построен на модуле Si5351A, частотой командует Ардуина с управлением через CAT-интерфейс.

Получилась довольно "пьяная" зависимость (кликабельно):

Входной трансформатор исполнен на сантиметровом ферритовом кольце с проницаемостью около 2000. 10 витков двумя скрученными проволоками, все как положено. Возникло подозрение, что для низких частот 10 витков недостаточно, но и с 20 витками ситуация такая же. Возможно, материал феррита оставляет желать лучшего.

На нижнем краю «партизанского» диапазона чувствительность детектора Тейло на половинку балла S-шкалы хуже, чем на верхем краю. В пределах любительского 80-метрового диапазона этот эффект обнаружить не удастся.

§1.1.3.2 Приём на гармониках сигнала.

На графике чувствительности видны квадратные точки с нумерацией от 3 до 11. Это вот что такое.

Если частоту принимаемого сигнала поставить на 5 MHz ровно (всё, что даёт ГСС местного автора), а частоту настройки ставить кратно меньшей (в 2, 3, 4, 5, 6... раз), то окажется, что детектор Тейло вообще не принимает на чётных гармониках, но замечательно это делает на нечётных.

К примеру, приём на 3-ей гармонике даже лучше, чем на основной (точка с индексом «3» лежит выше кривой чувствительности). Для приёма на гармониках с пятой и далее это уже не так, но и разница невелика.

Такое поведение присуще четырёхфазным схемам.
Можно даже посмотреть на картинках, почему так получается.

Из этого наблюдения следует и практический вывод: диапазон перекрытия приёмника с детектором Тейло обязан быть меньше 3, либо его придётся делить на поддиапазоны с полосовыми фильтрами, желательно не более чем октавными (перекрытие по частоте в 2 раза).

Надобность в тщательной отфильтровке всего, что находится выше частоты приёма, теперь вполне очевидна. Особенно если на кратных частотах там поёт и пляшет какое-нибудь мощное китайское радиовещание.

§1.1.3.3 АЧХ этого узла.

Без коррекции АЧХ она линейна до 10-15 kHz, что в связной технике не практикуется. Поэтому в цепь обратной связи ОУ поставлены плёночные конденсаторы, выдранные из люминесцентных лампочек. Несмотря на столь низкое происхождение, они должны быть достаточно хороши для работы с микровольтными сигналами. Номинал почти в 3 nF вроде бы великоват, но график получился правильный:

Несовпадение АЧХ двух однотипных каналов обусловлено неодинаковостью деталек. Действительно, сэмплирующие конденсаторы в макете обычные жёлтые выводные, на керамике X7R. Естественно, в реальный девайс надо бы ставить керамику NP0, она бывает номинала 100 nF.

Формально полоса пропускания по уровню -2 dB не хуже 3 kHz, так что широкополосности вполне хватает. Причём с запасом.

В целом детектор Тейло довольно прост в постройке, и для НЧ диапазонов может быть собран из совсем простых и доступных деталей.

§1.2 Демодулятор SSB.

С детектором Тейло есть смысл заморачиваться, только если хочется от него однополосного приёма. ВЧ фазовращение сделано, теперь нужно ещё одно, по низкой частоте. Тут вариантов всего два.

§1.2.1 Фазовый метод, традиционный.

Собственно, альтернативы как бы и нет, кроме как IQ каналы со сдвигом в 90° сдвинуть ещё на 90° в специальном НЧ фазовращателе, да сложить. Синфазные сигналы просуммируются, парафазные вычтутся, и DSB сигнал выродится в SSB. Вопрос лишь в том, насколько точно последовательные сдвиги сначала в ВЧ фазовращателе, а затем в НЧ, дадут в сумме 180° на каждой из частот в пределах полосы приёма. Этого не так просто достичь.

Поскольку последние лет 20 все только тем и занимались, что двигали IQ каналы по фазе, литературы по этой теме много. Но пути всего два:

1. Паять 4-фазный RC полифазер 4-5 порядка для узкой полосы приёма (CW), либо 8-10 порядка для SSB. Это много тщательно подобранных по номиналу резисторов и конденсаторов, засеянных квадратно-гнездовым способом на весьма немаленькую площадь, если предусмотрительно не воспользоваться SMD компонентами.

   Есть даже набор софта для оценки RC полифазера в виде архива в такой минимально необходимой комплектации, собранной с миру по нитке:

   1-polyphase-rc-network-calculator.exe - Калькулятор R по C.
   2-polyphase compare.xls - Полифазер на неточных номиналах R и C.
   3-phase10nF_6_real.cct - Пример схемы для обсчёта в RFSimm99.

   Местный автор посчитал нужный ему полифазер, посмотрел ближайшие номиналы SMD компонентов в локальном радиомагазинчике, да и подставил их в модель для RFSimm99. Получилось чудо как хорошо, но кнопочка моделировщика «свиппирование по разбросу» показала то, что может реально получится: подавление ненужной боковой полосы примерно на 40 dB.

   В принципе, изучение ситуации по материалам разных форумов ровно это и подтверждает - при пайке компонентов с минимально возможным допуском (1% для R и 5% для C) достигается подавление боковой порядка 40 dB, а если очень сильно постараться с подбором деталей, можно улучшить результат до ~50 dB.

2. Понятно, что перемерять сотни маленьких SMD-шек не всех прельщает, поэтому куда как более популярны фазовращатели на ОУ. Софтом для моделирования обычно служит QuadNet, он вполне самодостаточен.

   Дабы себе представлять, что должно получиться, как пример грамотной схемотехники можно предъявить Phasing Receiver AA0ZZ. Вторая часть схемы тут (к сожалению, сайт автора прекратил своё существование, осталась только сохранёнка).

Очевидно, что ни один из двух путей не проще другого, и выглядит это всё несколько сложновато, будем уж откровенны. Даже если пройти выбранный путь до конца, ничего особо выдающегося на выходе мы не получим. Но железяка выйдет породистая, да.

Для полноты картины стоит заметить, что можно себя особо не утруждать с тщательностью настройки полифазера, сделав его «на минималках». Но при этом совместить оба подхода. Теория приведена в журнале CQ-QRP №73 (стр. 20-25), а затем воплощена в реальной тестовой конструкции (CQ-QRP №76, стр. 3-7).

Местному автору любой вариант исполнения полифазера не представляется технологичным, да и нет в этом ни новизны, ни интереса. Так что, как водится, «мы пойдём другим путём» © Как обычно, самым окольным.

Путь тот прост в реализации, но сложен для понимания.

§1.2.2 «Третий метод» (метод Уивера).

Представим себе диапазон, под завязку забитый мощными SSB станциями, работающими в соседних каналах 3-килогерцовой сетки, как это принято у любителей. То есть стоят они буквально впритирку, со стандартной полосой 300-2700 Hz (модуляция 2K40J3E).

Графически это можно изобразить так:

Если нам нужна серая станция, то обычно мы настраиваемся на частоту F либо F+3 kHz, в зависимости от необходимой боковой полосы. Именно туда ставится частота гетеродина приёмника прямого преобразования с нулевой ПЧ. Что будет дальше, все знают.

Но можно поступить неортодоксально, и настроиться гетеродином ровно на центр спектра излучения серой станции, вот так:

При этом абсолютно всё равно, в какой боковой полосе станция работает. На индикаторе частоты приёмника или трансивера, дабы не путать юзера, по-прежнему отображается F для USB либо F+3 kHz для LSB, но по факту гетеродин смещён на половину ширины канала соответственно выше или ниже формальной частоты настройки.

В принятой здесь плоской проекции на выходе любого из двух каналов детектора Тейло получится картинка, которая даже чем-то пугает:

Нулевая частота теперь находится в центре SSB спектра, сам спектр как бы сложился вдвое, и формально мы его необратимо покалечили. Как и сигналы станций выше и ниже выбранной - их спектры также уложены друг на дружку валетом, да ещё и со сдвигом по частоте. Если слушать ухом, получится скремблер. Ничего не разобрать.

Если что-то не понятно, у физиков принято рисовать тот же самый график в других координатах. Очевидно, двумерный график не может передать смысл процесса, но вот в этой статье нашлась более подходящая картинка:

Всё то же самое, но в полярных координатах. Угол вращения - это фаза сигнала, а радиус - частота сигнала. Все точки одного радиуса (т.е. лежащие на окружности) имеют одинаковую частоту. По вертикальной оси отложена амплитуда сигнала.

Похоже, ничего страшного с принимаемым сигналом не случилось, и самое время оба IQ канала пропустить через фильтр с частотой среза 1.2 kHz. Таких фильтров нужно два, по одному на канал. И они должны быть хороши собой, обеспечивая при движении от 1.2 kHz к 1.8 kHz затухание в 60 dB.

Когда мы разогнём спектр в каналах обратно, просуммировав сигналы каналов так, чтобы получить сигнал с нужной нам боковой полосой (не обязательно той, что была в эфире изначально), соседние каналы окажутся подавлены не менее чем на 60 dB, то есть с качеством кварцевого фильтра. Ну и вообще-то они будут выше по частоте, а не прямо вот тут. То есть зеркального канала в этом методе в принципе нет. От слова вообще.

Чтобы такое произошло, потребуется второй смеситель, с частотой опоры 1.5 kHz (половина ширины канала). Нарисуем этот момент:

Складывая и вычитая частоты спектра с частотой второй опоры, получим разворачивание «перегнутого» пополам спектра обратно, причём в такое положение, чтобы получить речь в нормальном привычном звучании, а не скремблированную в перевёрнутом спектре. Тут-то нам и понадобятся два комплекта сигнала из каналов I и Q.

Правда, сама процедура математически не безупречна, и создаст длинную череду спектров принятого канала, повторяемых снова и снова, причём с переменной инверсией:

В балансном модуляторе продукты преобразования на третьей гармонике гетеродина имеют уровень в 3 раза меньше полезного сигнала (картинка выше не совсем корректна, она только для понимания) и занимают спектр 3F±1.2 kHz, то есть в данном случае от 3.3 до 5.7 kHz.

Аналогичные рассуждения верны для 5, 7, 9 и т.д. гармоник.

Но что с этим делать, уже понятно. Фильтр нижних частот с крутым скатом, применённый после первого преобразования, сгодится и тут. Только частоту среза ему надо назначить 2.7 kHz.

Технология кажется сложной, и подразумевает два преобразования и два фильтрования. Навскидку в собственно приёмном тракте набирается десяток корпусных чипов, но в правильно спроектированной железяке настраивать практически нечего.

То, что на пальцах показано выше, зовётся «методом Уивера» (DONALD K. WEAVER, JR., патент USA 1956 года). Возможно, кому-то и раньше пришло в голову встать первым гетеродином приёмника или передатчика прямо в центр канала, но кто первым подался к бюрократам, того имя мы и помним.

К сожалению, не нашлось достойной статьи на русском, которая бы смогла донести до читателя изюминку «третьего метода» в понятных картинках. Можно порекомендовать статью на инглише, либо её гугловый перевод. Но там речь про SSB модулятор, а вот про приём приходится домысливать самостоятельно.

Тем не менее, в общих чертах понятно, что от самого метода можно ждать. То, что сразу идёт в плюс:

1. Полностью отсутствуют «зеркалки».
   Никакой соседний канал не проникает в канал приёма.
   Про приём на гармониках гетеродина мы сейчас не говорим.

2. Замечательная селективность.
   Она не уступает хорошему кварцевому фильтру.

Есть и столь же очевидные недостатки:

1. Частота гетеродина вчетверо выше рабочей может озадачить.

2. Так как смеситель не ведёт себя идеально вблизи нулевой частоты, там получается спад АЧХ. Наблюдается он ровно в центре канала, и именуется «дырой Уивера». Для голоса не слишком критично, потому как его спектральная плотность сосредоточена несколько ниже.

   Тем не менее, «дыра Уивера» действительно наблюдается, и при точном попадании в неё несущей, оная просто исчезает из эфира.

Теперь что касается популярности работы с SSB методом Уивера.

Скажем прямо, логика работы «третьего метода» весьма вычурна, поэтому примеров использования «The third method of SSB» не так и много. Но есть серийно выпускавшиеся трансиверы цвета хаки, построенные по Уиверу. Армейский Callpack RT-2000, военные манпак радиостанции PRC-319 и PRC-320 производства той же фирмы MEL. Может быть, что-то ещё.

У радиолюбителей же как-то не задалось. Кроме упоминания трансивера «Иваныч» (журнал CQ-QRP №44, стр. 12-18), других самоделок не видно. Есть обширная тема на cqham.ru, но до построения трансивера дело не дошло. Спасает ситуацию разве что дюжина англоязычных публикаций, но и там половина конструкций чисто тестовых.

Объяснение этому видится в сложности построения фильтров с большой крутизной ската. Проще выбрать другой метод демодуляции SSB. ☺ Но это если не применять готовые унифицированные решения.

§1.2.2.1 Всё о фабричных LPF высокого порядка.

Рассмотрим ФНЧ на переключаемых конденсаторах фирмы MAXIM.
Всё в принципе «доставабельное» не ниже 8-го порядка в одной таблице:

Filter	Characteristic	Signal 2F, dB	Harmonic, dB
			2rd	3rd	4rd	5rd
MAX7400	Elliptic	-83	-89	-82	-89	-86
MAX7401	Bessel	-13	-91	-83	-90	-93
MAX7403	Elliptic	-60	-88	-81	-91	-87
MAX7404	Elliptic	-83	-85	-82	-85	-86
MAX7405	Bessel	-13	-87	-83	-87	-88
MAX7407	Elliptic	-60	-85	-82	-85	-86
MAX7480	Butterworth	-48	-89	-73	-91	-93
MAX291	Butterworth	-48	-72	-78	-83	-89
MAX292	Bessel	-13	-71	-82	-82	-88
MAX293	Elliptic	-80	-70	-90	-88	-92
MAX295	Butterworth	-48	-93	-86	-92	-97
MAX296	Bessel	-13	-71	-89	-96	-96

Тут моментов для медитирования всего два:

1. Уровень сигнала на удвоенной частоте среза (Signal 2F).
   Это октавная эффективность фильтрации в dB.

2. Уровни гармоник со второй по пятую.
   Они неплохи везде.

То и другое должно быть наименьшим достижимым.

Фильтры Бесселя не интересны и далее не рассматриваются.
Частотные характеристики остального весьма разнообразны:

Эллиптические фильтры бывают с резким спадом за полосой прозрачности, но с ослаблением там не более 60 dB. И с несколько более пологим скатом, но ослаблением свыше 80 dB. Вот такие людям и нравятся, именно поэтому MAX7400 - безусловный фаворит. Возможно, проще достать MAX293.

§1.2.2.2 Low-pass filter MAX7400

В наименовании микросхем будут всякие буковки.
Означают они вот что:

Temp. range \ Package	DIP8	SOP8
from 0 to +70℃	MAX7400CPA	MAX7400CSA
from -40 to +80℃	MAX7400EPA	MAX7400ESA

При наличии возможности лучше брать чипы из нижней строки таблицы.

На этапе прототипирования удобен корпус DIP8, но по непонятной причине чипы в этом исполнении оценены неадекватно. Реальный вариант таков:

Адептам секты сорокаваттного паяльника больно смотреть на эту мелкоту, причём ещё и не в самом миниатюрном корпусе SOP8. Очевидно, что впаять это в макет на проводочках не получится никак. Но выход всё-таки есть:

Штырьки переходника размерности DIP8 уже позволяют подпаяться к чипу.
Схема подключения пусть будет почти стандартная:

Всегда полезно смотреть осциллографом, что у чипа на выходе. А на выходе у него высокочастотные спуры, причём даташит даже обязывает ставить сразу за чипом хотя бы простейший RC фильтр. Действительно, таковой на пятом пине жизненно необходим, и он полностью лечит ситуацию.

Частота среза фильтра задаётся либо внешним тактированием, как на схеме, либо подпайкой между 8 ножкой чипа и землёй конденсатора. С внешним тактированием никаких проблем нет, а вот для внутреннего тактирования формула из даташита неточна.

Так, для частоты среза 1.2 kHz расчётное значение конденсатора 317 pF, а на самом деле потребовалось 355 pF. Причём такое сильное несовпадение никак не объяснить температурной зависимостью частоты осцилляции, либо влиянием не строго пятивольтового питания. Похоже, что чипы с Али всегда с каким-нибудь изъяном.

Сразу хочется оценить возможности этого чипа применительно к задаче.

Чтобы не водить пальцем по графику селективности фильтра MAX7400 с не очень хорошим разрешением, пересчитывая в уме нормированные значения в абсолютные, оцифруем его начальный участок, ниспадающий до уровня -90 dB, и напишем простенький калькулятор. Далее зависимость становится замысловатой и непрограммабельной, туда не смотрим.

Полоса пропускания приёмного тракта, Hz:				Помеха в стороне на Hz:
Нижний скат:		Верхний скат:		ΔF за скатом, Hz:
Внеполосной сигнал на выходе схемы Уивера:
Вклад «подчисточного» фильтра:
Совокупный уровень внеполосного сигнала:

Для стандартной модуляции 2K40J3E и каналов, стоящих впритирку в сетке 3 kHz, для демодулятора Уивера соседний канал практически не слышен - крутизна ската эллиптического фильтра восьмого порядка на чипе MAX7400 достаточна для ослабления шума от соседей на 75 dB. И это не учитывая «подчисточный» фильтр после второго смесителя.

Калькулятор пригодится для оценки коэффициента прямоугольности, вычисляемого в радиолюбительской практике как соотношение полосы пропускания по уровням -60 и -6 dB.

Для модуляции 2K40J3E получается 2500Hz / 3440Hz = 1.376, что даже лучше, чем у стандартного кварцевого SSB фильтра с коэффициентом прямоугольности порядка полутора.

В «настоящей» связной технике не редкость коэффициент ~1.2
Обычно формируется несколькими фильтрами в тракте. И это круто.

В качестве вывода: да, чипы MAX7400 совершенно точно подходят для применения в модуляторе либо демодуляторе Уивера в качестве LPF.

§1.2.2.3 Макет приёмного тракта Уивера.

Как таковой «схемы Уивера», отлитой в граните, нет. Но есть концепция. В рамках концепции на выбранных деталях схема сочиняется однозначной, иначе её просто не нарисовать. У местного автора получилось вот так.

Как это работает:

1. Каждый из IQ сигналов пропускается через LPF с частотой среза 1.2 kHz.

2. Затем сигналы снова делаются парафазными, то есть приводятся ровно к тому виду, какими они были на выходе детектора Тейло.

3. Четырёхфазный сигнал уходит в два балансных модулятора, отдельных для IQ каналов, на выходе которых предусмотрен балансировочный элемент, поскольку усиление в каналах I и Q может чуть различаться. Эта балансировка - единственная на всю схему.

   Выглядит просто, но именно тут свершается таинство возрождения SSB сигнала из двух перегнутых пополам спектров, весьма качественно отфильтрованных от соседних каналов.

4. SSB сигнал уходит на «подчисточный» LPF с частотой среза 2.7 kHz.

Схема ещё не принципиальная, в ней есть два некошерных момента.

1. Половина входов мультиплексора не использована, они висят в воздухе.

   Мультиплексор можно включить и иначе, объединив попарно входы Xi и Yi между собой, а так же выходы X и Y, как это сделано в детекторе Тейло. Тогда балансировочный элемент переносится в один из ОУ схемы детектора Тейло, изменяя его коэффициент усиления в пределах ±5%. Получится ли это проще, непонятно.

2. Ещё можно и нужно придраться к очевидно неодинаковой нагрузочной способности MAX7400 и ОУ.

   Более правильно в каждом канале сигнал с пятого пина MAX7400 отдать двум последовательно включенным инверторам, с выходов которых (вот теперь-то уж точно с одинаковой нагрузочной способностью) и снять парафазный сигнал для обработки в балансном модуляторе.

   Однако никакой ощутимой разницы в работе такой усложнённой схемы по сравнению с тем, что нарисовано, местный автор не увидел.

Тем не менее, представленный на схеме вариант вполне рабочий, и даже обеспечивает подавление «инверсного» сигнала Уивера порядка 40 dB. На «водопаде» связного софта FLDIGI это выглядит так:

Яркая диагональ - целевой сигнал, бледная - «инверсный» сигнал Уивера. Сразу же видны два косяка:

1. Амплитуда «инверсного» сигнала вызывающе неравномерна в пределах полосы пропускания приёмного тракта, и может различаться на десятки dB. В месте с плохим подавлением паразитного сигнала крутилка балансировки неспособна хоть как-то придушить «инверсный» сигнал, хотя в другом месте он чуть ли не уходит под шумы.

   Понятно, что это должно работать совершенно не так.

2. Ещё присутствуют интермоды (один ромбообразный контур виден явно, второй угадывается) с шумоподным спектром. Что самое удивительное, взаимодействием целевого сигнала с опорной частотой балансного модулятора 1.5 kHz такое не объяснить, не то смещение по частоте.

Первое обстоятельство досаднее. Похоже, где-то в районе детектора Тейло есть изъян, и высокочастотный фазовращатель не обеспечивает сдвиг 90° во всей полосе приёма.

§1.2.2.4 Доработка ВЧ фазовращателя.

Скорее всего, на выходе сборки триггеров просто нет правильного меандра, так что дешифратор мультиплексора открывает аналоговые ключи четырёх каналов детектора Тейло на неравные промежутки времени, из чего и проистекает вся досада. Сложно представить, чтобы триггеры работали как-то не так на вполне штатных для них частотах, а вот транспортировка многомегагерцового меандра по пусть даже коротким проводочкам сюрприз подкинуть вполне может.

И даже примерно понятно, почему такое вообще случается.

Чтобы посмотреть меандр на осциллографе, начиная с определённых частот приходится пользоваться специальными щупами, иначе фронты импульсов на экране будут беспощадно покорёжены. Основное действующее лицо в цепи коррекции щупа конденсатор, который логично применить и тут.

Эксперименты показали справедливость этого предположения. Конденсатор ёмкостью 3-4 pF, включенный между землёй и выходом триггера, идущим к адресному входу S1 мультиплексора, делает возможным балансировку схемы Уивера крутилкой. Уровень «инверсного» сигнала по всей полосе пропускания становится примерно одинаковым.

Интересно, что схема, перенесённая с объёмного макета прототипа на полноценную печатную плату (детальки при этом остались те же самые), перестала нуждаться в поправочном конденсаторе, и он в итоге вообще не устанавливался. Но как быть, если вдруг сбалансировать тракт не удаётся, мы теперь знаем. И понимаем причину, что важнее.

§1.2.2.5 Правильная нагрузка балансного модулятора.

Хотя MAX7400 функционально является замечательным фильтром нижних частот, напрямую подключать его к балансному модулятору не стоит. Входная ёмкость чипа ничтожна, так что сразу за крутилкой всё-таки нужен физический конденсатор на землю. Изначально его не было, пришлось дорисовать.

Всего 10 nF хватило для полного изничтожения шумоподобных интермод:

На этом скрине заодно видна равномерность «инверсного» сигнала Уивера. Дополнительная балансировка ВЧ фазовращателя по одному из выходов маленьким конденсатором дала то, что должно было получиться само, но с более быстродействующими триггерами. Но уж какие были.

§1.2.2.6 Прохождение сигнала по тракту Уивера.

Тракт Уивера от антенного входа до выхода «подчисточного» LPF является каскадом с жёстко фиксированными параметрами. Ему можно назначить желаемое усиление, но вот оперативно то усиление изменять не получится.

Из этого следует вопрос, какого усиления лучше желать.

В самом деле, тракт содержит критичные к уровню сигнала компоненты в виде чипов MAX7400, динамический диапазон которых заведомо меньше, чем у ОУ или мультиплексоров на аналоговых ключах.

И хорошо бы точно знать такой предел в осязаемых цифрах, потому как литературные данные сильно разнятся. Так что опять нужен эксперимент.

Подадаим сигнал от ГСС к звуковой карте напрямую. Пусть его амплитуда будет максимально возможной, но на 3-5 dB ниже предельного уровня:

Удобно, что софт «SpectraPLUS-5.0», тут используемый, рисует индикатор уровня, примерно на высоте пика меняющий цвет на красный. Обозначая тем самым порог, переходить который не стоит, ибо далее гарантирован рост нелинейных искажений.

Помеховая обстановка у местного автора не очень, много «индустриалок», спуры которых обычно кратны килогерцу. Поэтому испытательный сигнал выставлен в 900 Hz, его амплитуда 100 mVrms, или 280 mVpp. Это много.

Серым показана шумовая дорожка без сигнала. С сигналом на ~75 dB ниже его уровня появляется много разной «грязи», ответственность за которую можно всецело возложить на ГСС (он откровенно невысокого класса). Но нам важно увидеть, что по крайней мере на 60 dB ниже сигнала ещё нет никаких артефактов. Включая гармоники, амплитуда которых относительно сигнала указана на маркерах.

Если теперь между выходом ГСС и входом звуковой карты впаять MAX7400 в стандартной схеме подключения, то ровно при тех же условиях получим такую картинку:

При внутреннем тактировании чипа (из графика понятно, что частота среза здесь 2700 Hz) он от души шумит, однако при появлении сигнала шумовую дорожку «продавливает» вниз. Коэффициент передачи чипа неотличим от единицы, и при 100 mVrms по входу гармоники ещё не лезут.

При внешнем тактировании чипа такого безобразия не наблюдается.

Далее логично включить перед «подчисточным» LPF, который мы только что испытывали на перегрузочную способность, весь остальной тракт, и подать на антенный вход радиочастотный сигнал такого уровня, чтобы на выходе получить те же самые 100 mVrms.

Сделаем это, из любопытства посмотрев спектры за каждым каскадом.
К антенне пришлось подвести 650 µVrms
Согласования по входу пока нет, так что значение примерное.

После детектора Тейло на выходе ОУ любого из каналов IQ в нужном нам частотном интервале (до 1.2 kHz) АЧХ близка к горизонтальной:

Входной сигнал линейно меняется от 4000 до 4003 kHz, но ноль по шкале частоты оказывается посерёдке этого диапазона, так что трейс проходит от 1.5 kHz до нуля и обратно. Сине-зелёные трейсы двух каналов совершенно сливаются, и это хорошо.

Вторая и третья гармоники испытательного сигнала звуковой частоты 900 Hz (в тракте Уивера он виден на отметке 600 Hz) фиксируются, но остаются ниже по уровню как минимум на 60 dB. Остальные спуры присущи и шумовой дорожке, это не интермоды.

На выходе LPF тракта Уивера с частотой среза 1200 Hz картина такая:

Все спуры одинаковы для шумовой дорожки и для тракта с таким ломовым сигналом, пока ничего постороннего в спектр не привнесено. Гармоники по-прежнему не высовываются за уровень -60 dB относительно самого сигнала. Свою работу чип MAX7400 делает отменно.

Сигнал сразу за балансным модулятором:

В балансном модуляторе «сложенный вдвое» спектр разворачивается в два полноценных однополосных сигнала, находящихся во взаимной инверсии. Причём это делается для каждого из каналов IQ поотдельности. Если же выходы модуляторов объединить вместе, теперь уже четыре копии сигнала просуммируются по амплитуде и фазе, с аннигиляцией одной пары, и удвоением по амплитуде второй. Управляя этим процессом, можно получить LSB или USB на выбор.

Но ничто не идеально, и сигнал расщепился на два. Полезный повыше ростом, а инвертированный виден с уровнем на 43 dB ниже полезного.

В процессе разгибания спектра вокруг новой нулевой частоты обязательно случаются потери, тут пик полезного сигнала просел по сравнению с предыдущим графиком на 2 dB.

И совсем нехорошее дело случилось сразу за полосой пропускания. Там наблюдается множество копий спектра принимаемого сигнала, в данном случае шириной по 3 kHz каждая. Первая копия будет с инвертированным спектром, вторая с правильным, и т. д. Слушать это ухом нельзя.

Для лечения такого безобразия призван «подчисточный» LPF на MAX7400:

Ввиду того, что частота среза «подчисточного» LPF в два с лишним раза выше, чем в тракте Уивера, то и крутизна ската не столь впечатляюща. А потому от первой копии спектра правее полосы пропускания остался маленький кусок, но на 50 dB ниже уровня сигнала. Фактически от него можно абстрагироваться.

Сопоставляя два последних спектра, на примере красных трейсов можно заметить неодинаковость подавления инверсного сигнала (43 и 50 dB) для разных аудио частот. Было бы логично подробно показать такой весьма интересный момент, но это будет сделано позднее, когда схемотехника приёмного тракта примет окончательный вид.

§1.2.2.7 Завершение экспериментов с трактом Уивера.

Столь любимая местным автором жестянка от сгущёнки в качестве способа макетирования всего того, что паяется, накопила достаточно деталек, да и главные основополагающие зависимости уже получены. Фото на память:

Все ужасы в виде транспортировки десятков MHz по витой паре, а не по православному коаксиальному кабелю, оставим на совести местного автора. В нормально выполненной конструкции оно должно стать сильно кошернее, ведь макет и создаётся с целью посмотреть, что же получится не хуже вот этого.

Удивительно, но вставание частотой гетеродина в середину спектра принимаемого сигнала, складывание спектра в этой точке пополам, и разворачивание обратно после фильтрации, сам сигнал не попортило.

Да, на частоте гетеродина возникает так называемая «дыра Уивера», но она не широка, и на этой частоте не торчит никаких спур. То есть тональника на выходе нет от слова совсем.

Либо можно сказать иначе - частота манипуляции подавлена не менее чем на 80 dB, и не обнаруживается даже по спектральным измерениям, а не то что ухом.

Теперь перейдём к вещам серьёзным.
Праздное любопытство кончилось, начался инженеринг.

§1.3 УВЧ.

Считается, что на низкочастотных диапазонах вполне можно обойтись без УВЧ, и оный даже не рекомендуется, так как его динамический диапазон заведомо ниже, чем у миксера на аналоговых ключах. Но у нас не совсем традиционный приёмный тракт, у него есть специфика.

§1.3.1 Особенности смесителей на аналоговых ключах.

Схемотехника миксеров подразумевает смещение ключей мультиплексора и по входу, и по выходу. Если по-взрослому, то напряжение смещения ещё и подбирается под конкретный чип по критерию IMD3. Может так оказаться, что подбирать смещение потребуется с точностью до сотых долей Вольта.

В случае детектора Тейло ключи смещаются по выходу, причём каждый до своего потенциала. Полной симметрии нет, да она тут и не достижима. Само собой, никакой речи про выставление «правильного» смещения тоже нет.

В итоге получается ППП «по Полякову», излучающий сигнал гетеродина в антенну с уровнями в десятки µV. Встав на антенный разъём макета тракта Уивера другим приёмником, можно увидеть в антенне около 40 µVrms.

Более того, если ткнуть пальцем в точку подключения антенны, по центру «дыры Уивера» возникает спура такой амплитуды, что её слышно ухом. По мере перезаряда конденсаторов детектора Тейло спура падает под шумы, и на всё про всё уходят доли секунды. Если теперь убрать палец, процедура повторяется.

То есть режим работы детектора Тейло чувствителен к импедансу антенны.

Если видоизменить схему детектора Тейло, поставив между сэмплирующими конденсаторами и входами ОУ по переходному конденсатору достаточной ёмкости (порядка 4.7 µF), а ключи смещать только по входу, то на антенном разъёме будет уже 20 µVrms, да и тыкание пальцем в антенну никак не сказывается. Но коэффициент передачи детектора весьма сильно падает, на несколько dB. И ширина «дыры Уивера» увеличивается кратно.

Такой вариант применительно к идеологии этой конструкции не подходит.

Стало быть, между антенной и детектором Тейло нужен УВЧ для изоляции антенно-фидерного тракта от излучения гетеродина, а так же реализации микровольтной чувствительности. Но и без аттенюатора тут не обойтись - динамический диапазон тракта Уивера мал.

§1.3.2 Усиление тракта Уивера и динамический диапазон.

Как мы теперь доподлинно знаем, чипы MAX7400 толерантны к сигналам амплитудой до 100 mVrms (причём и на вдвое большем сигнале ничего страшного в спектральном отклике у них не наблюдается), так что в пределах тракта Уивера не должно быть сигналов мощнее. Имея ввиду принципиальную невозможность оперативно варьировать усиление тракта Уивера, необходимо определиться с этим фиксированным усилением.

Другим исходным параметром будет динамический диапазон, показанный макетом тракта Уивера. На глаз он составляет примерно 60 dB линейного участка. Вот только ухом слышно лишь то, что выше горизонтали -40 dB на спектральных графиках.

Взяв за максимально возможный сигнал S9+40 dB, придётся ограничить усиление тракта Уивера 32 dB. Но тогда микровольтный сигнал на выходе тракта составит 39 µVrms, что на ~75 dB ниже, и окажется под шумами. Мы его просто не услышим. С линейным трактом мы вообще услышим только S9 и мощнее :(

Обычно проблема слишком малого динамического диапазона приёмного тракта решается организацией аттенюатора по входу. Хотя и не хотелось бы городить лишние сущности, придётся делать АРУ по ВЧ. Которая, между прочим, является самой правильной.

Если сохранить уровень максимального сигнала макета, грубо оцениваемый в -57 dBm после приведения его входного сопротивления к 50Ω, то для приёма S9+50 dB (-23 dBm) нужен аттенюатор на 34 dB.

Соответственно, на 40 dB ниже уровня в -57 dBm окажется 3 µVrms сигнал (-97 dBm), и это огорчает. Чтобы вывести на этот хорошо слышимый уровень 1 µVrms сигнал (-107 dBm), нужно усиление в 10 dB. А лучше 20 dB, потому как чувствительность в доли µV лишней не будет.

Поскольку это всего лишь прикидки, без эфирных испытаний, лучше хотеть диапазона регулировки АРУ чуть побольше, -40+20 dB, или около того.

Было бы вообще замечательно, если бы такая регулировка осуществлялась автоматически, причём в одном каскаде. В рамках фобии местного автора к многочисленным крутилкам.

§1.3.3 УВЧ, объединённый с аттенюатором.

Пожалуй, есть такая схема, причём уже готовая. За авторством Wes Hayward (W7ZOI) и Jeff Damm (WA7MLH) «The Hybrid Cascode — A General Purpose AGC IF Amplifier». По сложившейся традиции, есть локальная копия.

Само собой, схему придётся адаптировать под имеющиеся транзисторы.
Выискивать вот именно такие никто не будет.

Есть также ряд соображений:

1. У конструкции с автономным питанием питающее напряжение меняется в значительных пределах (например, от 16 до 10 Вольт), что весьма сильно скажется на характеристиках каскада.

   Видимо, есть смысл запитать каскад от стабилизатора.
   Напряжение стабилизации более 9 V тут никак не получается.

2. Из PDF файла становится понятно, что классическая каскодная схема с двумя полевыми транзисторами в таких условиях совершенно точно не окажется полезной, поэтому сразу смотрим на гибридные варианты.

3. Максимальное усиление каскада в «гибридном каскоде» зависит только от типа полевого транзистора, причём даже с наилучшим из них оказывается скромным. Видимо, тут нас ожидает квест.

Каскад был отмакетирован вот таким образом, и подоткнут перед приёмным трактом Уивера:

Сперва была предпринята попытка патриотично применить отечественный транзистор серии КП303, заземлив ему исток. Но даже в таком случае ток стока в режиме максимального усиления каскада был порядка mA, а усиление не превышало 14 dB. Этого показалось недостаточно.

У радиолюбителей популярен BF245, но в распае сыскался только BF246A. С заземлённым истоком он действительно даёт усиление ~24 dB, но при этом оба транзистора каскодной схемы ощутимо греются, потому как ток каскада составляет 20-30 mA.

Компромиссом может быть ток в 3-5 mA при усилении каскада ~20 dB, что и достигается рекомендованным статьёй резистором 390Ω в истоке. В такой минимальной конфигурации диоды в истоке избыточны.

Несмотря на значительно упростившуюся схемотехнику, работает каскад хорошо. Если менять напряжение на входе «AGC» в диапазоне 5-1 Вольт, усиление примерно линейно падает от +20 dB до аттенюации по меньшей мере в 40 dB. Глубина регулировки в 60 dB уже считается достойной, и по прикидкам, сделанным чуть раньше, нам её точно хватит, причём с запасом.

§1.3.3.1 Automatic Gain Control.

В самом простом варианте для преобразования силы звука на выходе тракта Тейло в управляющее напряжение AGC (АРУ по ВЧ) достаточно лишь однополупериодного прецизионного выпрямителя, лучше совмещённого с усилителем сигнала в R2/R1 раз. Вот как это соединяется с каскадом УВЧ:

Экзерсис на ОУ иначе называется инвертирующим пиковым детектором, и прямо в таком виде нарисован на стр. 291 книжки Пейтона и Волша «Аналоговая электроника на операционных усилителях».

При отсутствии входного сигнала на управляющем входе AGC присутствует потенциал +5V, что соответствует максимальному усилению каскада УВЧ. С возрастанием сигнала напряжение AGC уменьшается, вплоть до ухода УВЧ в аттенюацию.

К сожалению, при 9-вольтовом питании на имеющихся ОУ получить у них на выходе потенциал менее +2 V не удалось. Поэтому пришлось вернуться к более «сложной» схемотехнике, и сместить рабочую точку транзистора в УВЧ втыканием ему в исток пары диодов, чтобы в режиме большого сигнала он всё-таки надёжно закрывался, и служил аттенюатором на 40 dB.

Как меняется выходной сигнал от входного (смотреть на синий трейс):

Передаточная характеристика линейна от 0.1 до ~50 µVrms (от S1 до S9 в привычных делениях шкалы S-метра), а далее усиление +20 dB весьма быстро переходит в аттенюацию, с приращением ~1.5 dB по выходу на каждые дополнительные 10 dB входного сигнала.

В принципе, если не выходить за пределы уровня сигнала S9+50 dB, то в приёмном тракте вторая и третья гармоники остаются ниже сигнала на 60 dB, и даже столь простого формирователя AGC вполне достаточно.

Но красный трейс графика, выглядящий на фоне синего вообще идеально, намекает, что есть схемотехника лучше. Действительно, чтобы принимать без искажений сколь угодно громогласные сигналы, достаточно изыскать транзистор серии КП103 с любой буквой. Можно даже дешёвый, в пластике.

С виду вроде похоже на предыдущий вариант, но здесь пиковый детектор не управляет усилением каскада УВЧ напрямую, а всего лишь варьирует сопротивление p-канального полевого транзистора КП103. Соответственно, глубина регулировки АРУ тут намного больше, а потому и схемотехника УВЧ может быть проще (как видим, диоды в истоке УВЧ начисто отсутствуют).

Способность ОУ поддерживать режим «от шины до шины» больше не нужна, а усиление пикового детектора (теперь работающего с другой полярностью) подбирается под напряжение отсечки доставшегося полевого транзистора.

В этом варианте схемотехники мощность радиочастотного сигнала может превышать S9+60 dB, и даже более. Например, автор подавал 0.1 Vrms.

Какой вариант схемотехники выбрать, дело хозяйское.
Местному автору больше нравится кривулька красного цвета.
Но дефицит КП103 или его аналогов тоже не является помехой.

Вероятно, не надо обольщаться зафиксированным на графике сигналом в 0.1 µV, так как ухо услышит только то, что не ниже горизонтали -40 dB. На «цифру» это правило не распространяется.

Можно сформулировать мысль иначе.

Правильно адаптированный под диапазон приёмник при подключении полноразмерной антенны поднимает шумовую дорожку на 15-20 dB, в данном случае где-то с -80 до -60 dB. Но это в идеально чистом эфире за городом, который, по экспериментам местного автора, примерно на 20 dB «чище», чем в пригороде.

Потому услышать сигнал в доли микровольта есть шанс только в лесах и полях, а вот вблизи человейников всё вплоть до горизонтали -40 dB этого графика будет залито шумом, а потому чувствительность меньше микровольта вряд ли реализуется.

Теперь следует убедиться в отсутствии частотной избирательности системы АРУ. В полосе частот 300-2700 Hz, где АЧХ в полосе пропускания исходно горизонтальна, ограниченный системой АРУ сигнал на спектрограмме тоже должен быть горизонтален.

Действительно, никаких артефактов в полосе пропускания при сработавшей системе AGC не появляется, что говорит об отсутствии частотной дисперсии усиления в управляющем контуре системы.

§1.3.3.2 Динамический диапазон и чувствительность.

Из графиков примерно понятен динамический диапазон по сигналу: свыше 50 dB от S1 до S9 с линейным усилением, и не менее чем до S9+50 dB «под аттенюатором». Вопрос, насколько комфортно всё это слышно ухом.

Бибиканье с уровнем ¼ µVrms прекрасно прослушивается, и на «водопаде» FLDIGI выглядит ярко:

Если бы это был сигнал «цифры», то его спокойно можно уронить ещё на 20 dB, и с ним всё равно можно будет работать. Потому как над шумами сигнал торчит на 30-35 dB, а более чем достаточно даже 10 dB.

Правда, пока эти рассуждения абстрагируются от шумов эфира.

При спектральных измерениях через SLR (Spectral Line Resolution), это будет близко к MDS (Minimum Detectable Signal). Стало быть, по стандарту SNR +12 dB (signal-to-noise ratio) чувствительность при прослушивании голоса уже оценочно получается не хуже 1 µV точно.

Если бибикающему сигналу дать силу и мощь, по ушам он не бьёт. Система AGC весьма быстро срабатывает, а «отпускает» её медленно.

На телеграфном сигнале (серия точек, 5 штук в секунду) ломового уровня (S9+20 dB) время срабатывания замерилось как 3 ms. Дальше уровень звука стабилизируется. Либо сразу (входной сигнал без плюсов), либо через перелой (сигнал с плюсами, инерционность сквозного тракта ~30 ms).

§1.3.3.3 Забитие сильным сигналом в канале.

Теперь закономерно возникает вопрос о сосуществовании двух сигналов одновременно, одного в доли микровольта, а второго «ломового» уровня, на грани срабатывания системы АРУ. Но поскольку местный автор не может засунуть в тракт сразу два разных сигнала, он сделал это через изврат.

Можно промодулировать сигнал ГСС по амплитуде, но с малым индексом модуляции (скажем, 1%), чтобы рядом с мощной несущей появились две слабые боковые, со сдвигом на частоту модуляции.

Нетрудно реализовать два варианта - раскрасим их в цвета трейсов:

1. F_rx=3700 kHz USB, F_ГСС=3700.9 kHz (100 µVrms), F_AM=1 kHz 1%
2. F_rx=3700 kHz USB, F_ГСС=3690.9 kHz (100 µVrms), F_AM=11 kHz 1%

С математикой всё довольно интересно.

В случае 1% АМ уровень несущей меньше, чем без модуляции, почти на 8 dB. А уровень боковой полосы должен быть ниже несущей АМ на 46 dB. Итого от 100 µVrms, выставленных на генераторе, в боковой полосе останется 0.2 µVrms, а в несущей АМ порядка 40 µVrms. Можно считать, что тракт ещё остаётся в линейном режиме, хотя при 40 µVrms система AGC уже начинает слегка скидывать усиление каскада УВЧ.

В обоих случаях в полосе пропускания приёмника получается присутствие верхней боковой (правая часть рисунка), в то время как большой сигнал (левая часть рисунка) либо присутствует, либо нет:

Из этого тройного спектра (серый трейс - шумовая дорожка, позволяющая пометить спуры фона) наглядно видно, что присутствие мощного сигнала в полосе пропускания приёмника, буквально на грани срабатывания системы АРУ, не сказывается на слышимости сигнала уровнем всего 0.2 µVrms. Что с сильным сигналом, что без него, слабый сигнал имеет одну и ту же амплитуду, «забитие» не случается.

Для других типов приёмных трактов местный автор такой красивой икебаны не наблюдал.

§1.3.3.4 Забитие по соседнему каналу.

Более интересный вопрос, что случится, если в соседнем канале возникнет мощная станция.

Видоизменим предыдущий эксперимент, и подадим целых 12.57 mVrms с генератора на вход приёмника. Но промоделируем несущую по амплитуде частотой 3 kHz, с глубиной модуляции 1%. Если настроиться приёмником так, чтобы несущую было слышно в районе 1 kHz по звуковой частоте, в канале выше и ниже будет присутствовать также килогерцовый сигнал, но амплитудой в 200 раз меньшей.

Далее математика такая.

На частоте несущей вследствие амплитудной модуляции её уровень упадёт с -25 dBm до -33 dBm, что составляет S9+40 dB по S-метру. Предположим, что мешающая станция проходит именно с таким уровнем.

В любом из соседних каналов мы увидим килогерцовый сигнал с уровнем на 46 dB ниже. Он эмулирует собой полезную станцию, слышимую на -79 dBm (S8), или 25 µVrms.

На графике ниже это трейс красного цвета. Подав несущую того же уровня на этой же частоте, но при отсутствии мешающей станции, получим трейс синего цвета:

Однако, уровень полезного сигнала в 25 µV великоват, но если уменьшить глубину модуляции до предела (ГСС позволяет выставить 0.1%), в боковой полосе останется 6 µVrms (S6). Но качественно картина не изменится:

Из данного эксперимента следует, что сигнал в соседнем канале (само собой, вменяемой мощности) тракту Уивера совершенно безразличен, так как содержимое соседних каналов отфильтровывается более чем на 80 dB. А вот УВЧ всё-таки подвержен забитию - уровень фонового шума подрос на 8 dB. Там сильно хочется видеть каскад с как можно большим динамическим диапазоном, хотя и сотворённого тоже достаточно.

§1.4 Нюансы «третьего метода».

Теперь, когда схемотехника тракта в целом устаканилась, тракт научился в АРУ и его нельзя перегрузить, можно посмотреть на тонкие эффекты.

§1.4.1 Инверсия спектра в тракте Уивера.

В тракте Уивера на самом деле случается много чего странного, так что при прорисовке спектров наблюдается несколько производных от исходного сигнала, гуляющих туда-сюда по всей полосе пропускания.

Потенциально это могут быть:

1. Полезный сигнал.
2. Инверсный сигнал.
   Симметричен полезному относительно середины канала.
3. Разность полезного сигнала и частоты манипуляции.
4. Гармоники полезного сигнала (вторая и третья).
5. Разность инверсного сигнала и частоты манипуляции.
6. Гармоники инверсного сигнала (вторая и третья).

Перечисление произведено в порядке убывания амплитуд, и на практике удаётся наблюдать только три первых позиции, причём лишь на сильном сигнале. Чтобы зафиксировать этот зоопарк, придётся поизвращаться.

На картинке с линейной координатой по оси частот прорисованы полезный сигнал (верхние ветви трейсов) и «инверсный» (нижние ветви трейсов) в совокупности с разностным между полезным и частотой манипуляции (загибы вверх за пределами полосы пропускания) для режима USB на целевой частоте 3700 kHz. Сила сигнала 50 µVrms.

Ранее на подобных спектрах мы ничего такого не видели, потому как в процессе спектральных измерений с накоплением данных процедура «Peak Hold» сохраняет огибающую графика, а линии ниже огибающей пропадают. Пришлось снимать спектр по частям.

За каждый полупроход (слева до 1.5 kHz, либо справа до той же частоты) рисуется верхняя ветвь, вплоть до «дыры Уивера». И одновременно с ней этот же сигнал, но в инверсии, а потому по другую сторону «дыры Уивера». Два полупрохода сохраняются в отдельных трейсах, давая полную картину.

Инверсный сигнал, который в схеме Уивера должен компенсироваться в балансном модуляторе полностью, из-за неидеальности фазовращения и не идентичных AЧХ IQ каналов, подавлен более чем на 50 dB. Это не касается областей вблизи «дыры Уивера», а так же вне полосы пропускания.

В любительской литературе мало кто вообще фиксирует такие вещи, либо это сознательный обход неудобного момента. Пожалуй, сыщется только одна публикация - A 10m band Weaver receiver, где «инверсный сигнал Уивера» поименован уровнями ложного отклика (levels of spurious response), и честно показан на всех графиках.

§1.4.2 Коммутация LSB / USB

В тракте Уивера при реализации фазовращателей на мультиплексорах с дешифратором, селекция LSB/USB осуществляется переключением сигналов на адресной шине S0 и S1 (надо поменять проводочки местами). Либо, что проще, достаточно перекинуть любой из этих проводочков между выходами триггера SN74HC175N (с прямого выхода на инверсный, либо наоборот).

Не стоит приставать с такими экзерсисами к каскадам, обслуживающим детектор Тейло. Тем более, что один из выходов триггера был подвергнут тонкому тюнингу подпайкой мелкого конденсатора с целью более лучшей балансировки. А вот в балансном модуляторе, работающим на весьма низкой частоте, подобная коммутация уже никак не навредит.

Организовать такую коммутацию можно на одном элементе «исключающее или». В SN74HC86N имеются четыре таких элемента, остальные три удобно использовать для коммутации приём-передача, останавливая триггеры чипа SN74HC175N и мультиплексор SN74HC4052N, а также переводя в спящий режим фильтры MAX7400.

Частота гетеродина при смене боковой полосы остаётся на том же самом месте, в середине канала. Но то, какой из пары сигналов (прямой либо инверсный) будет признан полезным, можно выбрать переворачиванием логического уровня на входе элемента «исключающее или».

Всё то же самое, что и на предыдущем спектре, но тут приёмник стоит в режиме LSB. Минимальный зазор между верхними и нижними ветвями трейсов в полосе пропускания приёмного тракта (исключая «дыру Уивера») составляет 56 dB, что несколько лучше, чем в режиме USB (там 54 dB).

К сожалению, балансировка во всём диапазоне частот нарушается. Так, на краях диапазона подавление «инверсного» сигнала Уивера хуже на ~10 dB.

Скорее всего, подавления «инверсного» сигнала Уивера даже и на 40 dB вполне достаточно. К примеру, динамический диапазон передачи в радиовещании и телевидении тоже 40 дБ. Думается, еле слышный фоновый звук, какой только возможен на TV/радио, никак не помешает разобрать громогласные вопли рекламы.

§1.4.3 О пользе внешнего тактирования MAX7400

Поскольку для перестройки железяки по диапазону всё равно потребуется синтезатор, а даже самый простой модуль синтеза трёхканальный, есть смысл внутреннее тактирование чипов MAX7400 заменить внешним. В таком случае частоту среза LPF в тракте Уивера можно задавать произвольно, тем самым варьируя полосу пропускания приёмного тракта.

Далее логично частоту манипуляции балансного модулятора также задавать модулем синтеза, обретя полезную возможность перемещать центр полосы пропускания по ширине канала. Правда, по даташиту модуль синтеза работает, начиная от 8 kHz, но с правильной библиотекой - от четырёх.

Но синхронно с частотой манипуляции балансного модулятора ещё придётся двигать и частоту гетеродина, попутно умножая её на четыре, причём со сдвигом относительно сетки.

Чтобы не сильно путаться в математике, проще всё это делать ардуиной, указывая ей частоты нижнего и верхнего края полосы пропускания, а уж всеми тремя частотами под эти данные пускай она командует сама.

Местный автор ровно так и поступил.

Теперь, если заставить ГСС свиппировать от 3700 до 3703 kHz за 200 ms, что на «водопаде» FLDIGI просто сливается в одно сплошное жёлтое поле, а приёмнику назначить полосу пропускания 1400-1800 Hz по низкой частоте в USB, то можно наглядно увидеть АЧХ его приёмного тракта в этом режиме:

Несмотря на значительный уровень сигнала в 50 µVrms, полоса приёма по уровням -6 и -60 dB, обычно принятым в радиолюбительской практике, зафиксирована как 1388 - 1812 и 1318 - 1881 Hz соответственно, что даёт коэффициент прямоугольности фильтра селективности ~1.33. Он неплох.

Если назначить встречу на частоте 3701.5 kHz, то есть по центру левой створки «окна Уивера», в какой-нибудь столь любимой местным автором «медленной» моде OLIVIA 125/32, то даже весьма мощные станции по соседству мешать не будут (сигнала S9 за пределами «окна» мы не видим).

То есть тракт Уивера сам по себе способен работать весьма узкополосным фильтром, никак не реагируя системой АРУ на то, что осталось вне полосы пропускания. Расстраивает только наличие «дыры Уивера», заставляющей устанавливать полосу для «цифры» вдвое шире, чем в реальности нужно.

§1.5 УНЧ для динамика.

Если железяка претендует на портативность, скорее всего, оборудована она будет тангентой. Концепция удобная, но динамик внутри тангенты не очень эффективный, и обычно малочувствительный.

С другой стороны, ресурсов у портативной конструкции на раскачку такого не самого удачного динамика нет, так что громко орать он заведомо не будет. Но громкоговорящий приём должен получиться.

Местный автор взял готовую тангенту от УКВ радийки, и протестировал её на предмет звучания на разной подводимой мощности. Какие бы там Ватты не были нарисованы на динамике, разборчиво он разговаривает при подводимой мощности не более ¼ Ватта. При ⅓ Ватта уже имеют место быть вибрации и резонансы, если не держать корпус тангенты в кулаке.

Речь здесь, естественно, про электрическую мощность. Между контактами штырька тангенты омметр видит что-то около 9 Ω (восьмиомный динамик и классические китайские тонюсенькие провода шнура), и на синусоидальном сигнале осциллограф демонстрирует 4.5-5 V от пика до пика.

В принципе, это логично - радейка с 7-вольтовым аккумулятором примерно столько на выходе и даёт. Запас по мощности китайцам неведом.

Исходя из таких наблюдений, местный автор не увидел смысла закладывать в конструкцию мощный усилитель, более вот этой четверти Ватта. Хороший большой среднечастотный динамик, подключенный на манер выносного оборудования, и на такой мощности накажет уши.

Если правильно понимать вводные данные, то вот такое решение не должно шокировать своей убогостью:

Если усиление чипа LM386N сделать минимальным, не подключая между пинами 1 и 8 ничего, то максимальный сигнал на выходе приёмного тракта как раз соответствует 200 mW на 9-омной нагрузке, и звучит это дело замечательно. Но тогда микровольтный сигнал слышно тихо.

С конденсатором на пинах 1-8 такая же мощность развивается на входном сигнале примерно 7.5 µVrms, а в районе 15 µVrms и при 8 Vpp на нагрузке начинается клиппирование. Так что примерно с S6 уже приходится убавлять звук крутилкой.

По идее, тут напрашивается ещё и локальная АРУ по НЧ.

Отключать усилитель во время передачи даташит LM386N советует по восьмой ноге, но может возникнуть возбуд. Местный автор для отключения усилителя использовал седьмую ногу. Чтобы конденсатор на восьмой ноге не переполюсовывался, оный выбран керамическим, того номинала, что был в доступе. Так-то там по даташиту 10 µF.

Несмотря на всю примитивность чипа, если от него не хотеть слишком многого, звучит он хорошо. Человечьим голосом разговаривает ясно и чётко.

§1.6 Диапазонный фильтр.

Ранее уже отмечалась способность детектора Тейло работать на гармониках гетеродина, причём наибольшую опасность представляет третья гармоника. Да, антенный фильтр как-то ослабит последствия, но и не так чтобы сильно. Есть смысл поставить LPF ещё и по входу приёмного тракта, чтобы тем самым повысить порядок фильтра.

С учётом же вакханалии, творимой в эфире скверно спроектированными преобразователями китайских блоков питания, а особенно драйверов лампочек, в которых экономят на всём, неплохо бы также отфильтровывать частоты ниже рабочих.

То есть фильтр должен быть полосовым.
По идее, сильно приветствуется более крутой правый скат.

Степень необходимой тщательности фильтрации лучше отценить вот по такой табличке частот радиовещательных КВ диапазонов, три из которых (90,75,60 м.) напрямую попадают в полосу пропускания приёмного тракта, являясь целевыми, 49 и 41 м. не мешают никаким образом, а остальные в принципе могут быть приняты на нечётных гармониках гетеродина, то есть нежелательны.

Band	F1⇔F2, MHz	(F1⇔F2)/3, MHz	(F1⇔F2)/5, MHz	(F1⇔F2)/7, MHz
11	25.60-26.10	8.53-8.70	5.12-5.22	3.66-3.73
13	21.45-21.85	7.15-7.28	4.29-4.37	3.06-3.12
15	18.90-19.02	6.30-6.34	3.78-3.80	2.70-2.72
16	17.55-18.05	5.85-6.02	3.51-3.61	2.51-2.58
19	15.10-15.60	5.03-5.20	3.02-3.12	2.16-2.23
22	13.50-13.87	4.50-4.62	2.70-2.77	1.93-1.98
25	11.60-12.10	3.87-4.03	2.32-2.42	1.66-1.73
31	09.40-09.99	3.13-3.33	1.88-2.00	1.34-1.43
41	07.20-07.50	2.40-2.50	1.44-1.50	1.03-1.07
49	05.85-06.35	1.95-2.12	1.17-1.27	0.84-0.91
60	04.75-05.06	1.58-1.69	0.95-1.01	0.68-0.72
75	03.90-04.00	1.30-1.33	0.78-0.80	0.55-0.57
90	03.20-03.40	1.07-1.13	0.64-0.68	0.46-0.49

Частоты приёма на гармониках гетеродина по шкале приёмника выделены цветом. Диапазон перестройки принят как 3.0-5.0 MHz.

Теперь оценим, что получится, предполагая в качестве антенного фильтра стандартный Чебышевский пятого порядка на частоту среза 5.8 MHz с неравномерностью в полосе пропускания 0.5 dB. И отдельный полосовой фильтр приёмника не более 4 порядка, потому как четырёх катушечек уже достаточно, больше не хочется. Пусть он тоже будет чебышевский, с теми же параметрами. Нижняя частота среза - 2.5 MHz.

Для вызнавания номиналов LC пригодны программа Elsie the filter design, либо онлайн-калькулятор, с которым работать намного проще. Совокупная схема с расчётными значениями номиналов:

Расчётная АЧХ каждого из фильтров, а также суммарная, таковы:

1. Зелёный трейс - АЧХ антенного фильтра гармоник передатчика.
2. Синий трейс - АЧХ полосового фильтра приёмника.
3. Красный трейс - их суммарная АЧХ.

Безусловно, в реальной жизни красный трейс не уйдёт на -120 dB, потому как для этого понадобится отдельный секционированный железный кирпич. Но в целом ясно, что радиовещание в диапазонах 31 и 25 м. будет унижено где-то на 60 dB, а более высокочатотные диапазоны и того больше.

Также совершенно очевидно, что стандартного фильтра гармоник на выходе передатчика на двух катушечках и трёх емкостях будет явно недостаточно.

§1.7 Печатная плата приёмного тракта.

Самое сложное - взять и нарезать шайбы из какого-нибудь диэлектрика под ферритовые и карбонильные кольца для катушек и ВЧ трансформаторов. Толщиной хотя бы мм, а лучше два.

Печатная плата разводится под формат имеющегося корпуса. Тут размеры получились 80*150 мм, что позволяет закупаться стеклотекстолитом на Алиэкспрессе - там один из стандартных размеров 100*150 мм.

Документация (LAY6 с номиналами деталей).

В верхней части платы размещён кусок передающего тракта - антенный фильтр и КСВ-метр, потому как передатчик завсегда габаритнее приёмника, и на его печатной плате (тех же размеров) места под такие штуки может не хватить. Ну и просто удобно, когда все катушечки конструкции обитают в одном месте.

В топологии печатной платы учтена возможность реализации того или иного варианта AGC из числа двух рассмотренных (с p-канальным полевым транзистором серии КП103, либо без него).

Дорожки печатной платы в результате применения технологии «лазерного утюга» далеки от индустриального стандарта, слой расплавленного тонера явно протравливается:

По всей видимости, для наших радиолюбительских делишек современный стеклотекстолит с толщиной медного слоя 18 мкм не очень подходит. А вот грубый советский (там 45 мкм) был бы идеален.

Со стороны земляного полигона всё чинно:

Фотка полезна для контроля качества - в некоторых углублениях видна размазанная медь, что служит поводом провернуть в этих лунках сверло пару раз просто руками.

§1.7.1 Набивка платы детальками.

Хотя у местного автора уже есть макет на брутальной жестянке, с которого детальки можно перенести на плату, сразу получив рабочую конструкцию, на самом деле не все цепи и каскады отмакетированы.

По ходу набивки платы детальками имеет смысл фиксировать некоторые характеристики монтируемых каскадов, чтобы лучше понимать их работу.

В частности, мало что можно сказать о «Band Pass Filter» - посчитать его по каким-то формулам из Интернета это одно, но что получится на практике?

§1.7.1.1 Band-pass filter 3-5 MHz.

Мотать катушки фильтра лучше всего на карбонильных кольцах T37-2. При диаметре проволоки 0.4 мм на таком кольце вмещается не менее 35 витков, чего вполне хватает для реализации индуктивностей до 4 µH.

Пересчитывать требуемую индуктивность в необходимое число витков для магнитопровода T37-2 удобно тут. Но разброс магнитной проницаемости от кольца к кольцу ощутимый, особенно для нонейм поделий. Контроль по прибору обязателен.

Оказалось, что при исполнении катушек на карбонильных кольцах даже с невысокой магнитной проницаемостью, осуществить тонкий тюнинг методом раздвигания витков практически невозможно. Особенно при креплении катушки леской, которая врезается промеж витками, тем самым раздвигая их вообще неконтролируемо.

Но, как ни странно, индуктивности, исполненные с погрешностью примерно в 5-7%, вполне годны для полосового фильтра (конденсаторы подобраны точно, для чего каждый составлен из двух, замеренных прибором):

На вход фильтра подавался сигнал амплитудой 1 Vpp прямо с ГСС, выход фильтра нагружался на резистор 56 Ω (подключенный впараллель полевик просадит сопротивление нагрузки фильтра до положенных 50 Ω), и туда подключался осциллограф.

Потери составили 1.5 dB. Если полосу пропускания, как это и заведено, мерить по уровню -6 dB, то нижняя частота среза действительно лежит в районе 2.5 MHz. Верхнюю частоту среза увидеть не судьба, так как ГСС умеет только до 5 MHz.

§1.7.1.2 УВЧ с АРУ.

Как вдруг внезапно оказалось, «зелёный китайский феррит», по свойствам очень похожий на амидоновский 73 материал, на котором местный автор мотал ШПТЛ трансформаторы на протяжении четырёх последних проектов, напрочь кончился. И на Алиэкспрессе его тоже больше нет. Так что будем пробивать очередное дно.

Для чего стоит обучиться потрошению почивших люминесцентных ламп - в них можно встретить не только плёночные конденсаторы на несколько nF, успешно применённые в детекторе Тейло, но и разного размера ферритовые кольца. Обычно они совсем мелкие, но иногда попадаются размера FT-37.

Если намотать на таком нонейм сердечнике тестовую обмотку, замерить её индуктивность, и по калькулятору оценить магнитную проницаемость, оная окажется больше тысячи. Это что-то отдалённо похожее на FT37-43, а такой материал тут подходит как нельзя лучше.

Легендарная картинка про свитые скруткой, либо уложенные вплотную проволочки, во втором случае постулирует сопротивление двухпроводной линии порядка 70 Ω при диаметре проводочков 0.4 мм. По ощущениям, входной импеданс смесителя Тейло примерно такого же порядка. Может, чуть меньше.

При пересчёте этого трансформатора 31:3 по виткам в трансформатор по сопротивлению, получим 7474:70 Ω. Если местный автор ничего не путает, 31 виток на магнитопроводе с точными размерами 9.53*5.21*3.25 мм и магнитной проницаемостью µ=1156 (точное значение) имеет индуктивность 423 µH. Индуктивное сопротивление такой катушки достигнет 7.48 kΩ на частоте ~2.82 MHz.

Если нагрузить каскад УВЧ резистором, близким по сопротивлению к 70 Ω, то совместно с проверенным ранее полосовым фильтром мы получаем законченный приёмный ВЧ тракт вот с такой суммарной АЧХ:

Примечательно, что максимум усиления достигается в районе частоты 2.8-2.9 MHz. Выше и ниже по частоте индуктивное сопротивление первичной обмотки на выходе каскада УВЧ оказывается не оптимальным, там плохое согласование с резистором нагрузки. Для сглаживания такого «резонанса» первичную обмотку трансформатора обычно шунтируют резистором.

Теперь про сам график.

Для того, чтобы оперировать показаниями осциллографа на том же пределе измерений, входной сигнал уменьшен с 1 Vpp на 30 dB, до 31.7 mVpp. Таким образом, на большом сигнале усиление каскада УВЧ при его монтаже на плате оказалось около 30 dB на частоте 3 MHz. Общее усиление тракта по высокой частоте (включая Band-pass filter) 28 dB на 3 MHz.

При подпайке к вторичной обмотке трансформатора импеданса резистора сопротивлением 56 или 62 Ω разница не особо ощущается. Всё в пределах погрешности считывания показаний с экрана осциллографа.

Снижение усиления на высоких частотах может взволновать. Но мы помним о слабом чутье детектора Тейло на низких частотах, и получше на высоких. Если одно хотя бы частично компенсируется другим, поведение АЧХ в рабочем диапазоне может получиться близким к горизонтальному.

§1.7.1.3 Детектор Тейло.

Если далее смонтировать на плату только минимально необходимые детали (мультиплексор, счётчик Джонсона, ОУ детектора Тейло), и подать на вход приёмного тракта 4 mVpp (минимально возможное напряжение на выходе ГСС), замеряя осциллографом сигнал на любом выходе сдвоенного ОУ детектора Тейло, получим такую АЧХ в диапазоне частот:

Да, ход АЧХ стал лучше, хотя идеала не достиг.

Такое ощущение, что приёмный тракт как будто специально оптимизирован для частот 2.920 MHz и кусочка вблизи 3.150 MHz. По уровню -1 dB видим кусок диапазона 2.7-4.0 MHz (наверное, именно им и закрываются все потребности в «партизанской» радиосвязи). Если же смотреть по уровню -6 dB, весь «партизанский диапазон» тоже явно перекрывается.

Но это на большом сигнале.

Под аттенюатором 86 dB уже можно работать с микровольтными сигналами, скажем, в 50 µVrms (S9). Если мерить напряжение на любом из выходов детектора Тейло не осциллографом на глазок, а спектрально через звуковую карту, в том же диапазоне частот мы увидим благостную картину:

Лучшего сложно желать.

§1.7.1.4 Схема приёмного тракта.

Вероятно, уже настала пора нарисовать рабочий вариант полной схемы приёмника, получившейся вот такой (тут ничего не увидеть, надо кликать):

IQ каналы на ОУ и мультиплексорах с их схемами формирования сигнала гетеродина спроектированы таким образом, чтобы при отключенных входах управления выбора боковой полосы и РTT схема находилась в режиме приёма с верхней боковой полосой.

Поскольку почти все DIY (do it yourself) проекты обычно собираются из подручного радиохлама как раз с целью сокращения этого радиохлама, в стабилизаторе напряжения +2.5 V нарисовалась такая экзотика, как ИОН LM366-2.5, включенный упрощённо, двухполюсником.

С ним не надо загоняться, заместо экзотики вполне можно употребить резистор на 2.7 kΩ. Просто местный автор богат такими штуками, так что почему бы их хоть куда-нибудь наконец не пристроить.

Хотя на схеме нет обилия блокировочных конденсаторов по выводам питания всех чипов, они не лишние. На фото платы такое обилие уже наблюдается.

Собственно фото платы приёмника, без деталей передающего тракта:

При клике в фото удастся посчитать витки катушек, причём вполне может так случиться, что c расчётными значениями это никак не бьётся. Вот такое качество карбонила, но это не мешает ему работать.

Со стороны печатных проводников не обошлось без перемычек:

В принципе, это уже можно паковать в железную коробку и тестировать в реальных условиях городского эфира. Но учитывая, что между антенным входом приёмника и собственно антенной будет ещё фильтр нижних частот передатчика и КСВ-метр, с соответствующими потерями сигнала на них, более корректно будет дополнить приёмник этими каскадами, пусть пока не работающими по прямому назначению:

Про антенный фильтр речь шла в §1.6
КСВ-метр типа «Tandem Mach» будет рассмотрен позднее.

§1.8 Что за приёмник получился.

Тракт Уивера привносит свою специфику, из-за которой детектор Тейло пришлось построить не самым рациональным способом. Теперь, когда приёмный тракт собран не на макете, без хаоса проводочков с их дикими межкаскадными наводками, уже можно заняться оценкой тонких сущностей.

Потратим на это время.

§1.8.1 Просачивание сигнала гетеродина.

Посмотрим в цифрах, удалось ли воспрепятствовать просачиванию сигнала гетеродина от входа детектора Тейло в антенну. Ранее там наблюдалось порядка 40 µVrms прямо на частоте сигнала (см. §1.3.1), для борьбы с чем, собственно, УВЧ и призван под знамёна.

У местного автора есть железяка с шикарным приёмным трактом, хотя и на фиксированную частоту. Это «японский» модем за 1000 иен, с замеренной чувствительностю 0.64 µVrms по стандарту 12 dB SINAD.

Если антенные входы двух приёмников объединить вместе (что не совсем правильно, но для грубой оценки приемлемо), подцепив их к ГСС через аттенюатор в 86 dB, то при настройке ГСС и исследуемого девайса близко по частоте, «японский модем» увидит такую картину:

Слева сигнал от ГСС амплитудой 0.1 µVrms, справа соизмеримый сигнал с детектора Тейло, просочившийся на антенный вход создаваемого девайса. Это близко к -127 dBm, или половинка деления S1 по шкале S-метра.

То есть крайне мало.

Очевидно, УВЧ свою задачу таки выполнил, обеспечив развязку детектора Тейло с антенной по излучению гетеродина более 50 dB. По крайней мере, тыкание пинцетом в антенный вход более не приводит к всплескам на спектре в районе 1.5 kHz, с чем мы и боролись.

Тем не менее, полезный вывод тоже можно извлечь: приёмный тракт Уивера без развязки смесителя от антенны с помощью УВЧ, скорее всего, нормально работать не будет.

§1.8.2 Фактический рабочий диапазон.

Нормированная АЧХ приёмного тракта во всём диапазоне частот, доступном наблюдению (имеются ограничения, налагаемые измерительной техникой) в логарифмическом масштабе выглядит так:

Амплитуда тестирующего сигнала не приводит к срабатыванию система АРУ, поэтому АЧХ всецело определяется личным полосовым фильтром приёмника (будем считать его диапазонным) и антенным фильтром передатчика.

Формально диапазон приёмника по уровню -6 dB составляет 2.65-5.2 MHz.
Что вполне ассоциируется с «партизанским диапазоном».

К большому сожалению, правый скат АЧХ без правильного генератора не зафиксировать, однако апроксимация АЧХ полиномом рисует красивое. Но такой предикшен не эмпиричен, так что и рисовать его не будем.

§1.8.3 Чувствительность приёмника.

В §1.3.3.2 приёмный тракт (от УВЧ и дальше) уже оценивался на предмет его чувствительности по стандарту 12 dB SINAD, показав значение «лучше микровольта».

Но потом перед трактом были добавлены: полосовой фильтр, антенный коммутатор, фильтр передатчика и измерительный трансформатор КСВ-метра. Естественно, это все эти каскады вносят какие-то потери, что должно сказаться на чувствительности не самым лучшим образом.

Вместе с тем замечено, что девайс, засунутый в экранированную железную коробку, неизменно показывает лучшую чувствительность, нежели без такой коробки. Поэтому сильного ухудшения интересного нам параметра случиться не должно, несмотря на массу пассивных каскадов с потерями.

Воспользуемся альтернативно несколькими методиками контроля «чутья».
Все они традиционные, а потому должны показывать примерно одинаковое.

§1.8.3.1 Чувствительность по спектральным измерениям.

Методика основывается на спектральных измерениях, исходя из полосы пропускания приёмного тракта, и SLR (спектрального разрешения).

Формула будет такая:

Обычно для красоты картинки SLR задаётся в районе Hz или меньше:

При полосе пропускания приёмного тракта 2400 Hz формула даёт высоту пика относительно фоновых шумов в 47.52 dB. Если подобрать амплитуду входного сигнала такой, чтобы нарисовался пик амплитудой 48 dB, как раз и реализуется чувствительность по стандарту +12 dB SINAD.

На генераторе с учётом аттенюатора в 86 dB потребовалось выставить 20 mVrms, то есть на вход приёмника пришёл 1 µV. Таково его чутьё.

§1.8.3.2 Чувствительность расчётная.

В виде инструкции методика изложена тут. Воспроизведём её по пунктам:

1. Вместо динамика подключается резистор 50 Ω
   К нему измерительный прибор - у автора есть осциллограф.
   Однако оценка шумов по нему весьма субъективна.
   Рекомендуется среднеквадратичный вольтметр, если сыщется.

2. Регулятор громкости ставится на максимум.
   Входной сигнал будет малым, АРУ не сработает.

3. На вход приёмника так же подключается резистор 50 Ω
   Он есть в составе аттенюатора, пока не подключенного к ГСС.

4. Прибором (тут осциллографом) замеряется шум на выходе приёмника.
   Его из mVpp (их было 80) лучше сразу перевести в единицы dBm.
   Для чего удобно воспользоваться калькулятором.

   80 [mVpp] == -17.960 [dBm]

5. Теперь аттенюатор подключается к ГСС, с которого подаётся сигнал.
   Пусть это будет 1 µV, или - 107.000 [dBm]

6. На выходе приёмника фиксируется звуковой сигнал.
   У автора намерилось примерно 300 mVpp. Переводим их в dBm.

   300 [mVpp] == -6.478 [dBm]

7. Усиление приёмного тракта при выключенной АРУ.
   Оно получилось стандартным для любительских самоделок (100 dB):

   -6.478 [dBm] --107.000 [dBm] = 100.522 [dB]

8. Уровень шума на входе идеального приемника с полосой пропускания 2400 Hz:

   -174.00 [dBm] + 10*lg(2400) = -140.198 [dBm]

   Значение 10*lg(2400) = 33.802 [dBm] нам ещё пригодится далее.

9. Если бы наш приёмник был идеальным, с учётом усиления тракта 100.522 [dB] на его выходе присутствовал бы шум такого уровня:

   -140.198 [dBm] + 100.522 [dB] = -39.676 [dBm]

10. Коэффициент шума реального приёмника по сравнению с идеальным:

    -17.960 [dBm] --39.676 [dBm] = 21.716 [dB]

11. Реальная пороговая мощность шума на входе (MDS):

    -174.000 [dBm] + 21.716 [dB] + 33.802 [dB] = -118.482 [dBm]
    MDS = 0.266 µV

12. Для стандарта 12 dB SINAD прибавляем к MDS ещё 12 dB:

    -118.482 [dBm] + 12 [dB] = -106.482 [dBm] == 1.06 µVrms

Получили ± то же самое.

§1.8.4 Динамический диапазон по перекрестным помехам.

Тем, кто не имеет двух генераторов, или просто лениво сооружать сумматор, пригодится методика измерения динамического диапазона по перекрестным помехам ДД2 при отстройке на 50 кГц. Проделаем и такое - из подобных изысканий можно оценить, насколько нехорош УВЧ.

Снова в виде пошаговой инструкции:

1. Из предшествующих исследований мы нашли собственные шумы на выходе приёмника, это §1.8.3.2, пункты 1-4.

   80 [mVpp] == -17.960 [dBm]

2. Оттуда же берём значение 10 dB SINAD.
   Это MDS + 10 dB:

   10 dB SINAD = -108.482 [dBm]

3. ГСС отстраивается на 50 kHz вниз по частоте относительно полосы приёма, и его несущая модулируется АМ с индексом модуляции 30% и частотой модуляции 1 кГц.

   Амплитуда сигнала ГСС подбирается такой, чтобы помеха на выходе приёмника превышала на 10 dB собственные шумы. В нашем случае нужно увидеть осциллографом четверть Вольта от пика до пика:

   -17.960 [dBm] + 10 [dB] = -7.960 [dBm] == 0.253 [mVpp]

   Это достигается при 60 mVrms на входе приёмника.

   60 [mVrms] == -11.430 [dBm]

4. Находим ДД2 относительно чувствительности:

   -11.430 [dBm] --108.482 [dBm] = 97.052 [dB]

Когда люди меряются своим ДД2, у них обычно фигурирует что-то около 100 dB. В этой железяке УВЧ получился не самый выдающийся, но и не откровенно поганый. В основном это зависит от применённых полевых транзисторов - ну уж какие были.

§2. Управление.

До сих пор мы полностью абстрагировались от того, откуда берутся сигналы трёх разных частот для тракта Уивера, причём два из них должны быть весьма стабильными, ибо ответственны за настройку. Пришла пора уделить внимание этому моменту.

Но сперва, что называется, «информация к размышлению».

§2.1 О многообещающем примитивизме.

Поскольку весь тракт Уивера оперирует только сигналами звуковой частоты, с которыми легко работать, весьма просто косплеить «Караты» и прочую одноканальную SSB связную технику, что мы уже пытались делать на примере одноканальной SSB станции. Но «по Уиверу» не нужен ЭМФ либо кварцевые фильтры, а так же дефицитная ныне ВЧ арматура, без которой родная каратовская схемотехника превращается в утерянную технологию.

Так, при желании сработать SSB аппарат на стандартную QRP частоту 80-метрового диапазона 3.69 MHz, достаточно купить здесь либо здесь кварц на 14.75 MHz, уведя его на 4 kHz вверх, что достигается просто. Если не уводить, частота получится 3.689 MHz ровно (все выкладки для LSB).

Причём для работы тракта Уивера в предложенной схемотехнике не нужен строгий меандр, счётчики тактируются по переднему фронту, и толерантны к форме сигнала гетеродина. Это же касается балансного модулятора, который удовлетворится даже 555 таймером.

Тракт с прекрасной селективностью, позволяющий работать в канале с любой полосой (в нашем примере USB 3.686 и LSB 3.689), в котором из всего высокочастотного - лишь один кварц, вот что ещё надо для счастья?

§2.2 Наш путь.

Само собой, городить схемотехнически не самый простой приёмный тракт, чтобы использовать его в одноканальной станции, «в которой из всего высокочастотного - лишь один кварц», конечно же, никто не будет.

Ежели так, то имеет смысл воспользоваться синтезатором частоты с тремя опорными сигналами, что даст возможность не только перестраиваться по диапазону, но и менять полосу пропускания в стандартном канале. Как сверху, так и снизу.

Для оперирования всем этим счастьем точно потребуется какой-нибудь индикатор, непременно неубиваемый. Всё, как мы любим. И минимальное количество кнопок. Ну и контроллер как минимум на Ардуине.

Учитывая, что пока даже речи не заходило о передающем тракте, и не особо понятно, какими именно видами модуляции мы будем работать, надо бы предусмотреть добротную обработку звука на случай цифровых режимов. Не просто «пионерский» VOX, но и встроенную в девайс звуковую карту, все возможные варианты DTR-RTS и прочих CAT-интерфейсов.

Для корректного обращения со всей этой периферией, лучше пользоваться не урезанными библиотеками, выдранными из чужих случайных проектов, а породистыми либами, обычно не отличающимися компактностью.

По прикидкам местного автора, лично ему бы хватило ножек и ресурсов заурядной Arduino Nano. Но, что называется, впритык. Да и то пришлось бы извращаться, вешая все кнопки на один аналоговый вход, экономя память, и т.п. А если захочется добавить какого-нибудь полезного функционала, тех ресурсов может уже и не хватить, что обидно.

По этим соображениям стоит взять Ардуину «на вырост».
Чтобы с гарантией засунуть в неё всё, что только придёт в голову.

§2.3 Комплектующие и софт.

Далее приводится перечень стандартных китайских модулей, с указанием для каждого из них готовой библиотеки. Понятное дело, библиотек может быть больше одной, но местный автор указывал ту, что ему попалась первой, либо больше понравилась.

§2.3.1 Arduino MEGA.

Вероятно, в полноразмерной версии такая штука не интересна - уж больно велика, и её не получится встроить вместе со всей сопутствующей требухой в габариты не слишком большой печатной платы. Однако в доступе есть «Arduino MEGA 2560 R3 Pro» вполне компактного форм-фактора 54*38 мм:

Пинов здесь больше раза в три, нежели у Наны.
Flash-памяти в 8 раз больше, EEPROM и ОЗУ вчетверо.
До «640 Кб должно быть достаточно для каждого» недотягивает, но... ☺

§2.3.2 Интерфейс внешней связи.

Для управления частотой настройки девайса, боковой полосой, и всем таким подобным через связной софт (нам интересны WSJT-X, Fldigi через Hamlib), задействована библиотека CAT интерфейса трансивера ICOM 746.

• ICOM 746 CAT Control 1.0.3

Оно вроде даже и работает, но иногда «подцепляется» к связному софту не с первого раза. Видимо, какие-то тайминги или протоколы не соблюдены в должной мере.

По всей видимости, замена преобразователя USB-UART в виде чипа FT232RL (либо его аналога CH341) на прогаммируемый эмулятор, обозначенный как 16AU-340G, не прошла даром. Скетч заливается через него замечательно, но вот управление откровенно глючит.

Может, это и к лучшему. «Мега» содержит в себе ещё три полноценных линии UART интерфейса ввода-вывода, на один из которых можно повесить дискретный преобразователь (перемычку надо переставить на +5V):

Заодно с него можно снять сигналы управления по COM-порту RTS и DTR, используемые в софте, не поддерживающим стандартный CAT-интерфейс. Хочется же максимально возможной универсальности.

§2.3.2.1 Изоляция выхода Ардуины UART3.

Если мы хотим эргономичного девайса, подцепляемого к компьютеру всего одним USB шнурком, без всяких прочих проводов, имеет смысл засунуть в девайс ещё и звуковую карту. А чтобы несколько устройств могли работать с одним USB портом, необходим хаб.

При автономной работе (без компьютера) вся эта лишняя цифровая требуха всё равно будет запитана от пинов Ардуины, контактирующих с хабом. Даже если специально разорвать провод +5V между хабом и Ардуиной.

У стандартной логики есть одна особенность - можно полноценно запитать микросхему, всего лишь подав на её вход высокий уровень. Соответственно, и кушать через этот пин она будет от души, сколько сможет. В предельном случае каждый выход Ардуины способен отдать до 40 mA, а это немало.

Чтобы такого не было, между UART интерфейсом Ардуины и дискретным преобразователем UART-USB стоит организовать гальваническую развязку для линии TX-RX. Тогда утечек тока нет, «цифровая требуха» запитывается только от компьютера, а при автономной работе девайса сидит голодной.

Поскольку активный уровень UART, а так же RTS/DTR низкий, а в состоянии ожидания высокий, цепь изоляции от бездарного расходования батарейки предельно проста, и совсем не потребляет мощность при бездействии:

При заглядывании внутрь библиотеки CAT-интерфейса можно обнаружить, что дефолтным значением принята скорость 9600 Baud. Наверное, нет греха в том, чтобы им и ограничиться как максимально возможным, не проходя квест по подбору и поиску более «правильной» оптопары. Хотя выбор есть.

Если нестерпимо хочется 19200 Baud, можно попытаться «ускорить» даже копеечные EL817 по этому методу. Либо взять в руки что-нибудь взрослое, наподобие CA-IS3721 или CA-IS3722.

От полнофункционального COM-порта хотелось бы работоспособных линий DTR и RTS на случай, когда связной софт CAT не поддерживает. Но у этих линий есть колоссальный недостаток, из-за которого их вообще стараются не использовать. Никогда.

COM-порт через USB при загрузке операционки при своей инициализации обязательно будет уронен линиями DTR и RTS на землю, причём несколько раз. То же самое произойдёт при запуске связного софта - тем самым девайс самостоятельно включится на передачу, когда не надо. А если в софте логические уровни линий проинвертированы, и всё вроде бы работает верно, при ещё не загруженном софте, либо выходе из него, девайс встанет на передачу на постоянку.

Всё это порождает много эмоций, так что сложность ритуала включения аппаратуры иногда сильно превышает когнитивные способности оператора.

Местный автор склонен решать сию проблему, воспринимая линии DTR & RTS COM-порта не как командные, а всего лишь намекающие на желаемое действие. А если их ещё со стороны Ардуины не подтягивать к Vcc, то при обесточенном хабе туда ток тоже не потечёт.

§2.3.3 LED индикатор.

При изготовлении предыдущей железяки был допущен тактический промах. В качестве индикатора использован модуль на базе чипа драйвера TM1637, занимающий собой всего два пина Ардуины. Всё бы хорошо, только вот программно остановить его нельзя никак. Да, можно вывести на индикатор «ничего» во всех разрядах, но это совсем не равносильно остановке модуля.

Подобные модули всегда создают неустранимые помехи, обычно хорошо слышимые при выдёргивании антенны. Потому как внутри любого такого модуля идёт непрерывное мультиплексирование, которое не отключить.

Конечно, можно сделать вид, что если шум эфира соизмерим или сильнее жужжания индикатора, то это не мешает. Однако при приёме «цифры» под шумами такое точно выйдет боком.

В этот раз местный автор намеревается прикрутить к Ардуине голый LED индикатор на те же самые 4 разряда, вот такой:

Нет разницы, общий у него анод или катод. Приемлемы оба варианта.
Разрядность возможна и побольше - эта самая минимальная.
Цветов бывает с десяток разных, красный из всех самый яркий и читаемый.

Наиболее очевидным образом распиновка индикатора в разных его версиях обозначена вот в этом даташите. Ток сегмента даташитом заявлен как 20 mA, но для красного цвета свечения его надо уменьшить раза в четыре.

Поскольку у «Меги» цифровых ножек шибко много, и их совершенно не жаль, пускай индикатор мультиплекируется напрямую, без всяких лишних драйверов. Библиотека, управляющая процессом, легко модифицируется с целью встраивания в неё стояночного тормоза. Чтобы, при надобности на то, индикатор гас полностью, как будто его тут вообще нету.

Расплатой за такой замысел будет дюжина проводочков между Ардуиной и индикатором, тянущихся к морде девайса. Это неудобно, а если вспомнить про кнопки управления, по меньшей мере штуки три, проводочков станет и того больше. Имеет смысл сразу оформить их в виде стандартных шлейфов, выдранных откуда попало, с контактными группами под двухрядные пины:

В отсутствии фальшпанели органы управления и индикации на морде девайса выглядят таким образом (несколько отверстий большого размера изначально там уже было, пришлось в них как-то вписываться):

Для работы с кнопками, понимающими точки-тире (местный автор именует их «кнопками Морзе») сгодится самая простая и лаконичная библиотека, в которую даже и лезть не надо:

• VirtualButton 1.1

Библиотек для мультиплексирования семисегментного многоразрядного LED индикатора много, её выбор произволен. Местный автор посмотрел внутрь десяка либ, оценивая понятность кода и возможность его изменения под свои задачи без необходимости получения учёной степени IT специалиста, остановившись вот на такой комбинации:

• SevSeg 3.7.0
• GyverTimers 1.10

Вторая библиотека полезна для правильного тактирования первой, а так же гашения индикатора, если необходимо что-то принять «в цифре» глубоко под шумами. Ну и так как таймеров в «Меге» много, эта же библиотека поможет ещё и звуки издавать, морзянку маяками стучать, и т.п.

§2.3.4 Модуль тактового генератора.

Если посмотреть на схему приёмника на базе тракта Уивера, то при условии изменяемой полосы пропускания, потребуется четыре тактовых генератора:

1. VFO, частота середины канала *4
2. Управление шириной канала - тактирование MAX7400.
3. BFO, позиционирование верхней и нижней частоты среза в канале.
4. Тактирование MAX7400 подчисточного фильтра.

Безусловно, можно «урезать осетра» до стандартного фиксированного SSB канала 300-2700 Hz, переведя фильтры MAX7400 на самотактирование, и, может быть, выполнив BFO на каком-нибудь дискретном таймере. Тогда останется единственный генератор синтезатора частоты, который в самом примитивном варианте вообще может быть кварцевым генератором, как мы мечтали здесь.

Но если хочется играться нижней и верхней частотами полосы пропускания, при этом воспользовавшись доступным, но лютым ширпотребом, придётся удовлетвориться китайским модулем на базе чипа «Si5351A» в варианте комплектации «A-B-GT» (с тремя выходами). Бывают варианты «A-B-GM» (8 выходов), а так же «B-B-GM» и «C-B-GM» (оно же с VXCO вместо XTAL, либо внешним тактированием соответственно), но это весьма редкие зверушки.

Стоит отметить, что на данный момент модуль на Si5351 безальтернативен, в большинстве любительских конструкций используется либо он сам, либо эквивалент его начинки:

Да, одного генератора не хватает, так что подчисточный фильтр на выходе тракта Уивера обречён самотактироваться. Для речи это будет нормально, для зауженной полосы приёма между вехней частотой пропускания тракта и частотой среза подчисточного фильтра заведутся артефакты. Для «цифры», у которой селекция осуществляется не только силами приёмника, печали не возникнет.

Если перевернуть эту платку модуля детальками вниз, на противоположной стороне можно узреть надпись о минимальной частоте тактового генератора 8 kHz. Приёмный тракт Уивера для стандартного SSB канала захочет 6 kHz, а для зауженного и того меньше. И тут мы имеем проблему.

Либо придётся генерировать разрешённые частоты, но на соответствующий выход модуля ставить делитель на одном или нескольких D-триггерах, либо поискать библиотеку, которая как-то уломает модуль на работу от 4 kHz и выше. Замечательно, что такая библиотека в итоге всё-таки сыскалась:

• Etherkit Si5351 2.1.4

Библиотека великовата, и если это озадачивает, то на неиспользованной половинке микросхемы SN74HC175N дешифратора балансного модулятора можно организовать предделитель на четыре, используя какую-нибудь другую библиотеку, попроще.

Безусловно, Si5351 не самый лучший вариант синтезатора (по фазовым шумам и «спурности», тем более заметными, чем меньше коэффициент деления ГУНа), однако для самоделок на НЧ диапазон сгодится.

§2.3.4.1 Синтез AFP-FSK модулем Si5351A.

Имея в наличии неплохую Ардуину с достаточными ресурсами на борту, всякие цифровые моды семейства FSK имеет смысл синтезировать согласно концепции AFP-FSK, а не переносом звука на радиочастоту с отфильтровкой ненужной боковой полосы каким-либо методом.

Качество сигнала получается вполне достаточным для любительских нужд, причём в опусе про блэкджек и куртизанок оно исследовано подробно и с пристрастием. Повторяться не будем.

Для контроля была отсмотрена картинка в HDRSDR:

Софт HDRSDR весьма удобен для детализации сигнала. Бледные голубые горизонтальные всполохи на панораме здесь не являются дефектом сигнала. Согласно формулировке теоремы Котельникова, в процессе манипуляции спектральная мощность не обращается в ноль, и проявляет себя вот так.

Скетч для работы с AFP-FSK в ходе голимого плагиата беззастенчиво (и уже не в первый раз, то есть с рецидивами) заимствован отсюда:

• AFSK_to_FSK_VFO

§2.3.4.2 Калибровка модуля Si5351A.

Местного автора всегда забавляла традиция вносить корректировку частоты кварцевых генераторов непременно в единицах ppm, что приводит к оперированию внутри библиотек величинами аж типа double.

Да, схемотехнически задающий кварцевый генератор на 25 MHz модуля Si5351A специально собран так, чтобы он возбуждался выше по частоте, и потребовался ненулевой поправочный коэффициент в единицах ppm, дабы частота встала на место. Но при этом мало кто понимает физический смысл происходящего в процессе калибровки, кувыркаясь с поправками в ppm.

Читая статьи про конструирование всяких радиолюбительских штук на базе модуля Si5351A, можно заметить, что никто из конструкторов в великом удивлении не сумел увидеть сигнал там, где ему полагалось быть. И вот именно с ppm далее все эти люди воевали, слабо разумея, чем таким они занимаются.

Между тем достаточно в скетче объявить не паспортную, а истинную частоту тактового генератора модуля, чтобы вообще никогда не иметь дел с этими ppm - девайс будет работать строго в сетке. Правда, от калибровки всё-таки никуда не деться, потому как кварцу положено стареть, да и температурный дрейф имеет место быть. Но оперируя более понятными герцами поправки к частоте кварца, жить как-то проще.

Оценим, насколько это может быть технологично.

Если поставить полосу пропускания приёмника с трактом Уивера 300-1700 Hz, а сам приёмник настроить на частоту 4.999 MHz в режиме USB, на ножке гетеродина VFO модуля Si5351A должно наблюдаться 20 MHz ровно, что удобно контролировать банальным RTL-SDR донглом.

«Из коробки» тактовый генератор модуля синтезатора заведётся на 2-4 kHz выше его номинальной частоты, введя тем самым в заблуждение всю математику библиотеки, обслуживающую этот модуль. Соответственно, и девайс будет настраиваться мимо сетки. В данном случае RTL-SDR донгл увидит сигнал гетеродина на пару-тройку kHz выше.

Следовательно, эту поправку надо поделить на ⅘ (именно так соотносятся частоты измерения 20 MHz и тактовая 25 MHz), и прибавить к номинальному значению, прописанному в скетче. Что, конечно, удобно делать через менюшку девайса, а не прописывать ручками в сам скетч.

Модуль оперирует тремя коммутируемыми емкостями в плечах схемы возбуждения кварца, посему на зависимостях мы имеем три линии:

По горизонтали отложено значение поправочного коэффициента от 0 до 9999 (индикатор девайса четырёхразрядный), по вертикали фигурирует соответствующий сдвиг в герцах на частоте калибровки. Если калибровку осуществлять на частоте кварцевого генератора, изменение составляло бы герц значения на герц параметра.

Соответственно, калибровка по какой-нибудь китайской эталонной станции времени и частоты (одна такая прекрасно слышна на 5 MHz ровно), даст точность настройки в ⅕ Hz на одно деление шкалы калибровки. Чего более чем достаточно, потому как температурный выбег частоты при прогреве модуля в разы поболее будет.

Видимо, так калиброваться по эфирному пиканию достаточно раз в сезон. Радиолюбители начинают намекать на работу мимо сетки, когда уход от неё составляет более 10-20 Hz. Да и то это заметно только в голосе.

§2.3.5 Управление мощностью передатчика.

В каком бы классе ни работал выходной каскад передатчика (с ним мы ещё даже не определились), в любом случае его мощностью можно управлять. Да хотя бы напряжением в диапазоне 0-5 V.

К сожалению, в используемой версии Ардуины нет ЦАП.
Есть четыре варианта, как с этим дальше жить:

1. Если свободных ножек у Ардуины осталось много, можно организовать параллельный ЦАП на резистивной матрице и ОУ.

   Однако, кто хоть раз пробовал такими вещами заниматься, и пялился в осциллограф на результат, понимая, чем тот результат обусловлен, тот такой вариант серьёзно рассматривать не станет.

2. Преобразовать скважность ШИМ в напряжение.
   Работать будет, но разрядность (256 градаций) откровенно маловата.

3. Преобразовать частоту в напряжение.
   Есть готовые копеечные чипы (типа LM331N) в помощь.

   Это строго аналоговая технология, подразумевающая много дискретных элементов для регулировок. Немного сложновато в реализации, хотя тоже вполне рабочий вариант. Причём эквивалентная «разрядность» может быть примерно 13 бит.

4. Последовательный ЦАП.
   Лучше 12-битовый и более.

Из соображений максимально возможной простоты и компактности, а так же доступности в виде уже готового модуля, местный автор склоняется к 12-битовому последовательному ЦАП на чипе MCP4725.

§2.3.5.1 Последовательный I2C ЦАП на MCP4725.

Один из вариантов, порождённый сумрачным китайским гением, для столь мелкого чипа о шести ножках смотрится даже излишне громоздко:

На обратной стороне платы стамеской, либо чем-то столь же острым, можно отключить подтяжку шины I2C к плюсу резисторами, что и надо сделать, потому как на этой шине уже сидит модуль синтеза, тоже с подтяжкой. Но и без этого тоже всё работает.

Никто не запрещает приобрести голый чип, повесив на него всего одну детальку рассыпухи, конденсатор по питанию.

В любом случае 4096 градаций напряжения несколько лучше, нежели 256, получаемых методом ШИМ.

Чип здесь самый простой из всей линейки. Для него, конечно же, сыщутся готовые библиотеки, но переслать 3-4 байта по шине I2C можно и без них. §6.1 даташита наглядно иллюстрирует, как это сделать разными способами.

§2.3.6 VOX (Voice Operated eXchange).

Наверное, система активации передатчика голосом VOX (здесь - звуком цифровой моды) имеет мало общего с контроллером и всякими китайскими модулями на мелких чипах, но территориально какие-то детальки VOX должны жить рядом. Потому как хочется подключить эту систему ко всем звуковым линиям (четырёхпиновый джек смартфонного входа-выхода, а так же выход встроенной звуковой карты).

Если цепляться прямо к аналоговым входам Ардуины, куда подводится звуковой сигнал со смещением порядка 1.3 Вольт, дабы компаратор внутри Ардуины имел возможность правильно срабатывать, замеряя частоту, нам понадобится сумматор для двух каналов, общий пиковый детектор, и в каком-то виде одновибратор, замыкающий цифровой вход Ардуины на Vcc почти мгновенно. А вот отпускать его должно неспешно, чтобы в паузах между сигналами (например, морзянки) девайс не переключался с передачи на приём и обратно.

Некая заминка при рисовании такой схемы заключается только в низком потенциале на входах сумматора, там менее полутора Вольт. Сумматор, понятное дело, исполняется на ОУ, а они обычно плохо работают с потенциалами, отстоящими от напряжения шин менее, чем на 2V. В случае однополярного питания от 5V мы в оптимальный диапазон не попадаем.

К счастью, весьма древний, а потому дешёвый и мало где применяемый ОУ LM358 из-за особенностей схемотехники (биполярные PNP транзисторы на входе, а далее обычное токовое зеркало и все дела) совершенно штатно отработает входные сигналы, начиная от 0 и до 3 Вольт. Сигнал на выходе ОУ тоже может меняться от 0 до ~4 Вольт при пятивольтовом питании чипа, чего и достаточно.

Никак не посчитанная схема успешно заработала:

Номиналы деталек не особо критичны, с нарисованными уровень надёжного срабатывания VOX составляет -16 dB относительно максимального значения на выходе звуковой карты. Ардуина с показанным на схеме смещением по входам А1 и А3 при AFP-FSK модуляции перестаёт воспринимать сигнал ниже уровня -9 dB, так что усиление первого каскада даже чуть велико.

Время срабатывания составляет несколько периодов входного сигнала, а отпускания гораздо больше, порядка двух секунд. Практически достаточно предъявить этому каскаду морзянку со скоростью 10 WPM, и в паузах между предложениями девайс должен оставаться в режиме передачи.

Сигнал управления на выходе схемы имеет высокий активный уровень. При отсутствии входного сигнала там чёткий ноль, при наличии около 3.7 Вольт, но в пределах уровня логической единицы цифрового входа Ардуины.

Красным показаны цепи смещения аналоговых входов, на которые должны прийти потенциалы в 1.3 V (A1 и A3 для AFP-FSK модуляции) и 0.55 V (A0, вход дешифровки сигнала, принятого по эфиру). А15 - вход вольтметра напряжения батареи питания +12 V. Везде по возможности использованы резисторы одинакового номинала, в данном случае 82 kΩ.

§2.3.7 Звуковая карта.

Существует класс бескорпусных «внешних» звуковых карт, которые как внешние применить вряд ли получится, но для встраивания в самопальные девайсы они подходят идеально. Вот один из таких представителей:

Если выпаять звуковые разъёмы, которыми внутри девайса даже и не воспользуешься, то можно модуль звуковой карты укоротить с обеих сторон до длины 40 мм. Стеклотекстолит печатной платы очень толстый, пилится он хорошо.

§2.3.8 USB hub.

Безусловно, много проще было бы купить или выпаять из неиспользуемого USB хаба одну только микросхему, добавить к ней несколько деталек рассыпухи, и запаять всё это поверхностным монтажом. Но местному автору показалось проще работать с крупноформатными блоками, а не SMD мелкотой, так что он взял вот такое изделие, и задействовал плату от него:

Четырёх портов должно хватить.

§2.4 Скетч.

Вот чем хороша Arduino Mega, у неё много программной памяти.

Поэтому дозволено поступить «по-взрослому», сначала наподключав всякие библиотеки, потом написать простенькие функции, работающие с этими библиотеками, и только затем собственно функционал, обращающийся лишь с функциями-прослойками, и понятия не имеющий о каких-то там внешних библиотеках, требующих определённого синтаксиса и типов переменных, не всегда удобных.

Такая послойная абстракция позволяет в любой момент заменять внешние библиотеки, ничего не меняя в доселе напрограммленом. Просто что-то изменится в функции-прослойке, и не более того.

Ну и отвязка от низкоуровневых протоколов позволяет легче менять и наращивать логику, которая может совсем не совпадать по типу переменных с используемыми библиотеками, чем достигается экономия оперативной памяти.

Чтобы не забывать, какая кнопка что творит при нажатии вот таким-то хитрым образом, составлен документ с табличками.

Скетч.

§2.5 Печатная плата с Ардуиной и модулями.

Технология выдирания функциональных кусков готовых китайских модулей (все они до единого перечислены выше) с последующим собиранием из них франкенштейна как-то ранее уже использовалась, так что и продолжим в том же духе, ничтоже сумняшеся в праведности такого поступка:

Документация (LAY6 с номиналами деталей).

Жёлтые квадраты - дискретные модули, подписаны белым цветом.

Хвалёный лазерный утюг не дал должного качества, местами печать даже не перевелась, так что пришлось дорисовывать дорожки спичкой от руки :(

С другой стороны накосячить сложно, там лишь зенковка тупым сверлом:

Криво процарапанные прямоугольные полигоны - места для посадки разъёмов под «джеки», в которые планируется втыкать звук смартфона, ежели сыщется достойный софт под низкободовую «цифру».

Нежелание пользоваться SMD компонентами ввиду неисчерпаемых запасов выводных деталей, побудило разместить цепи смещения аналоговых входов под платой Ардуино Мега. Доступа к ним больше не будет, поэтому есть смысл заснять на фото номиналы:

Полностью смонтированная плата, фото кликабельно:

Аудиоразъёмы на плату трансплантированы со звуковой карты. Обратите внимание, цепь питания микрофона на плате звуковой карты отключена, для чего удаляется резистор, перечёркнутый на фото крест-накрест.

Из не отмеченного ранее на фото можно наблюдать стабилизатор 12 ⇒ 7.5 Вольт на LM317 в стандартной схеме включения. Потребление по этой цепи порядка 70-80 mA, на стабилизаторе рассеивается около трети Ватта, и в радиаторе он не нуждается. Выходное напряжение стабильно при просадке батареи до 9 Вольт (конечное напряжение разрядки десяти «Энелупов»).

Ещё предусмотрен биппер для озвучивания нажатий кнопок. Такой торчит из материнских плат для выражения недовольства BIOS-а, используется в игрушках, да и просто продаётся в радиомагазинах под названием «Зуммер ХС1205 без генератора». Можно с генератором, тогда ШИМ формировать Ардуиной не нужно, но и тональность бибиков никак не сменить. А вдруг будет звучать мерзко?

АЦП для управления мощностью передатчика физически расположен под платой синтезатора, так проще прицепиться к пинам SCL-SDA шины I²C. Сей девайс опционален, регулировка мощности передатчика нужна не всем.

USB пины DP и DM модулей здесь подсоединены к USB хабу перевитыми проводочками. К Ардуине Мега проще припаяться сверху, к конвертеру USB интерфейса в UART снизу, там от разъёма к чипу удобно идут две дорожки. Неиспользование штатных разъёмов никак на работе этих модулей не сказалось.

Адресное пространство USB хаба полностью не использовано. В оставшийся слот можно запаять флешку, чтобы инструкция к кнопкам, скетч, всякие драйверы и дистрибутивы связного софта, а так же Arduino IDE всегда были при девайсе. Буквально прямо в нём.

Декорпусированная флешка легла на USB хаб как будто так и надо:

В целом блок логики скомпонован сумбурно, и местный автор даже в курсе, что обычно за подобное руки отрывают. Но всё прекрасно работает, а это главное.

§3. Передающий тракт.

Конечно же, тракт Уивера был смакетирован и в варианте передающего, однако показал себя плохо. Проблематика возникла даже не с «инверсным» сигналом Уивера в пределах рабочего канала, подавление которого в широком диапазоне (3-5 MHz) оказалось откровенно слабым (28-32 dB), а в более узком (80-метровый любительский диапазон) с трудом доведено до ~35 dB. Это бы бог с ним, при голосовой связи такое можно даже не заметить.

Огорчает, что излучаемый спектр даже при наблюдении на не похожем на измерительный прибор RTL-SDR оказывается на этаком «пьедестале», который на десятки dB возвышается над шумовой дорожкой приёмника, а по частоте несколько шире SSB канала.

Если габариты конструкции позволяют установить множество крутилок, точно балансирующих оба смесителя, работа происходит в одном диапазоне (при существенном изменении рабочей частоты балансировка нарушается), и предполагается использовать только голосовую SSB связь, причём с QRP мощностями, тракт Уивера применить на передачу можно.

Но если сосредоточиться на куда более дальнобойных AFP-FSK вариантах модуляции, применение передающего тракта Уивера вовсе лишено смысла.

Так что дале местный автор с великим прискорбием закрыл для себя тему передатчика на эффекте дважды перегнутого через коленку звукового спектра по Уиверу, и намерен построить по сути дела CW передающий тракт, в который можно запихивать великое разнообразие вариантов FSK модуляции, проводимой прямо на рабочей частоте.

Наверное, такое и не особо интересно, но на всякий случай зафиксируем содеянное в виде текста и картинок. Из любви к искусству.

§3.1 Транзисторы для усилителя мощности.

У местного автора от предыдущих экспериментов остались три биполярных транзистора в очень удобном корпусе TO-220F, которые можно крутить на шасси без всяких изолирующих прокладок. Вот прямо удобно.

Сами транзисторы зовутся 2SC5171, и в своё время выбирались под данную задачу (изолированный корпус под винт, ток коллектора не меньше ампера, граничная частота коэффициента передачи тока побольше, так же как и предельное напряжение коллектора). Но, согласно справочнику, вот это всё тоже вполне рабочее:

Item	VCEO U collector-emitter	FT F Current-Gain	hFE DC Current Gain
2SC3298	160	100	70
2SC3540	80	120	70
2SC3691	60	150	100
2SC3692	60	150	100
2SC3693	60	150	100
2SC3694	60	120	100
2SC3710	80	80	70
2SC3746	60	100	70
2SC3747	60	100	70
2SC3748	60	100	70
2SC4159	160	100	60
2SC4336	100	150	100
2SC4370	160	100	70
2SC4549	60	150	100
2SC4551	60	140	100
2SC4552	60	120	100
2SC4595	60	120	100
2SC4596	60	120	100
2SC4793	230	100	100
2SC4883	150	120	60
2SC5171	180	200	100
2SC5993	180	130	60

Особо кошерные варианты подсвечены. Прочие транзисторы с h_FE от сотни тоже прекрасно подойдут - напряжение коллектора даже при плохом КСВ не должно превысить 60 Вольт, они выживут. При меньшем коэффициенте усиления придётся уточнить режимы каскадов (у автора замеренные значения оказались в районе 90-95, далее схема рисовалась, исходя из этого).

§3.1.1 Линейный усилитель мощности с драйвером.

Схема в целом заимствована у «Ретроволынки 151 палаты», только цепь коммутации «приём-передача» для единообразия исполнена на биполярных транзисторах, дешёвых и доступных.

Да, схемотехника тут простейшая. Диод при токе смещения менее 10 mA обладает выходным сопротивлением в десятки Ом, и это много. Драйвер, хоть и оснащён отрицательными обратными связями по току и выходному напряжению, но по формулам не просчитывался, а его режим подобран эмпирически. Практически методом тыка. Может, он не оптимален.

Однако, для выходной мощности всего-то в пару Ватт, сочинять что-либо затейливее смысла нет. Что максимально просто, то не ломается.

Передающий тракт линеен, чувствительность по входу в точке «A» около 1 Vpp, входное сопротивление намерилось как 56 Ω. Усиление по мощности составляет порядка 30 dB на частоте 5 MHz, и 35 dB на частоте 3 MHz, то есть имеется неравномерность усиления в зависимости от частоты.

Верхняя часть проходной характеристики позволяет увидеть достижимость выходной мощности порядка 2.3 Ватта на уровне точки однодецибельной компрессии:

Обычно 10% мощности теряется в антенном фильтре, делающего из не очень синусоидального напряжения почти что синусоидальное. Так что на антенном гнезде стоит ожидать в точности пару Ватт.

На чём именно мотать трансформаторы, не важно. Поскольку местный автор запасся вычурными трансфлюкторами BN-73-302, о которых мы поговорим чуть позднее, они и использованы. Великолепно подойдёт феррит FT-37-43, и даже FT-37-77, в этой серии опусов обзываемый как «китайское зелёное кольцо». Всё сгодится.

§3.1.2 Крафтовый аттенюатор.

На схеме красным прямоугольником обведён аттенюатор FSK радиосигнала, совмещённый с исказителем меандра в нечто, близкое к синусу.

Формально это каскад с ОБ, с входным импедансом примерно 700 Ω (без резистора 100 Ω на входе «FSK»). Амплитуды сигнала 1.5 Vpp хватает для раскачки усилителя мощности, но синтезатор выдаёт несколько больше, поэтому резистор на входе «100 Ω» нужно подобрать по ситуации.

Если из схемы выпаять резистор 10 kΩ в коллекторе транзистора, а так же изъять переходной конденсатор, и соединить коллектор напрямую с базой драйвера, получим что-то наподобие каскодной схемы, которая будет работать практически так же. Однако при замене в драйвере излишне брутального транзистора 2SC5171 на что-то более скромное, возникнут проблемы. Поэтому на схеме изображён избыточный, но более надёжный вариант.

Управляющий вход регулировки мощности совместим с выходом ЦАП, посредством которого Ардуина устанавливает заказанную пользователем мощность на любой частоте в пределах рабочего диапазона. Чем заодно компенсируется нелинейность АЧХ усилителя мощности.

Динамический диапазон такого аттенюатора составляет что-то около 24 dB по мощности, поэтому на выходе девайса можно получить от 0.01 до двух с лишним Ватт. Такого диапазона регулировки мощности должно хватить.

§3.1.3 Настройка усилителя мощности.

Выставление токов покоя драйвера (20 mA) и выходных транзисторов (по 25 mA для каждого) не относится к действиям, которые вообще требуется расписывать. А вот выбор резисторов в сигнальном и управляющем входах «крафтового аттенюатора» может озадачить.

Рекомендации будут такие.

1. Динамический диапазон регулировки выходной мощности определяется номиналом резистора на управляющем входе «ЦАП». У автора он в итоге получился 5.6 kΩ, преобразуя напряжение 0-5 V на выходе ЦАП в потенциал 0-850 mV на базе транзистора аттенюатора.

   Смысл в том, чтобы при обнулённом выходе ЦАП, и в антенном гнезде сигнала не было, а при пяти Вольтах туда бы доходила вся возможная мощность.

2. При выкручивании мощности «на всю катушку» ЦАП-ом, передающий тракт уйдёт в компрессию, чего лучше не допускать. Ограничителем и служит резистор по входу «FSK», в авторском варианте номинала 68 Ω.

   Он подбирается таким, чтобы на наивысшей рабочей частоте (тут 5.3 MHz) и пяти Вольтах на выходе ЦАП, передатчик не находился в режиме компрессии. Уменьшение напряжения на выходе ЦАП должно приводить к снижению выходной мощности.

Конечно, на меньших частотах передатчик в компрессию вогнать удастся. Но заказанная мощность выставляется автоматически, как раз с помощью ЦАП, не позволяя достигать напряжению на его выходе предельного значения. Если выставить в настройках скетча максимальную мощность примерно 2300 mW, девайс будет работать в правильном режиме во всём доступном ему рабочем диапазоне частот.

§3.1.4 Зависимость мощности от напряжения питания.

У линейного усилителя мощности имеется точка максимального КПД, обычно достижимая при номинальном напряжении питания и выходной мощности, соответствующей однодецибельной компрессии. Любительские самоделки, как правило, настраиваются так, чтобы в этом режиме выходной импеданс был как можно ближе к 50 Ω.

В модеме, предназначенном для работы с AFP-FSK, мы не можем подать входной сигнал изменяемой амплитуды, и получить на выходе передатчика соответствующую мощность, наблюдая тем самым точку однодецибельной компрессии, как это нарисовано в §3.1.1. У нас мощность определяется не входным сигналом, а задаётся Ардуиной через внешний 12-битный ЦАП. Но на этапе предварительных изысканий эмпирически обнаружена кошерность девайса вплоть до мощности 2.2-2.3 W.

Если при номинальном напряжении, выдаваемом китайским импульсным блоком питания (12.2 V) выставить ту самую кошерную мощность 2.3 W, а потом плавно подсаживать питающее напряжение вплоть до 10 V, выходная мощность будет уменьшаться по почти линейному закону:

Зависимость потребляемого тока от выходной мощности для всего девайса целиком:

КПД тут порядка 26% при токе покоя разогретых транзисторов около 200 mA суммарно, и 120 mA, ушедших на прокорм Ардуины и приёмного тракта, который при передаче не обесточивается. КПД самого передатчика достигает 33%, что заурядно для схемотехники на биполярных силовых транзисторах и не особо породистых ферритах китайского происхождения.

§3.1.5 Зависимость мощности от частоты.

Такая зависимость явно просматривается:

На низких частотах легко получается 2.5 Ватта, однако пытаться излучать столько не следует, так как точка однодецибельной компрессии находится в районе 2.3 Ватт (зелёная горизонталь). Надо стремиться работать ниже этой горизонтали, то есть ограничивать мощность.

Выше частоты 3.7 MHz такое ограничение возникает самостоятельно, и если считать передатчик двухваттным (стандартная мощность 33 dBm), она реализуется в диапазоне 2.7-4.1 MHz.

§3.2 Печатная плата передатчика.

По результатам макетирования, на биполярных транзисторах усилителя мощности выделяется совсем немного тепла, поэтому вполне достаточно радиатора площадью 50 см² при его толщине 3 мм. Если радиатор, в свою очередь, прикрутить всей плоскостью к металлической крышке корпуса, будет вообще замечательно. А не получится - и так сойдёт.

Оставшееся монтируется на маленькую печатную плату 46*80 мм:

Документация (LAY6 с номиналами деталей).

Расхождение с принципиальной схемой (что сказалось на разводке) состоит в замене стабилизатора LM78L09 на регулируемый LM317L, от которого силами двух резисторов можно добиться любого напряжения. Что в данном случае не потребовалось, и можно ставить тот чип, что есть в наличии.

Размеры печатной платы специально подогнаны под имевшийся обрезок стеклотекстолита советских времён, с толстым слоем медного покрытия, порядком побитого жизнью. Вид со стороны проводников:

... и земляного полигона:

Далее на плату напаиваются гайки да детальки, силовые транзисторы с радиатором. Будучи прикрученным к крышке кожуха, это смотрится так:

В выходном трансформаторе не получится применить провод в изоляции, так что между первичной и вторичной обмотками, подключёнными по постоянному напряжению к разным шинам, настоятельно рекомендуется намотать фторопластовую ленту.

Да, одноваттные резисторы в эмиттерах силовых транзисторов, конечно же, сильно избыточны по мощности. Просто такие были в закромах, а реально там рассеивается порядка 100 mW.

§3.3 Контроль согласования с антенной.

В передатчике главное не сам передатчик, а схема контроля мощности и согласования с нагрузкой. Без неё правильно эксплуатировать девайс не получится.

На плате приёмника оставалось много места, там размещён антенный фильтр и SWR-метр на вычурном феррите. Это вот что такое.

§3.3.1 Tandem Mach.

Поскольку девайс оснащён цифровым табло на четыре разряда, им можно отображать милливатты и КСВ с точностью до сотых. Чтобы такие замеры вообще имели смысл, нам потребуется датчик прямой и обратной волны с соответствующей разрешающей способностью.

В поисках точного датчика придётся обратиться к архивам. Скорее всего, базовая идея была подсмотрена у военных, но впервые она озвучена в журнале QST за 1987 год. В PDF документе мы обнаруживаем что-то сильно знакомое, но сопровождающие концепцию сложные схемы по линеаризации показаний прибора не дали современникам шанса воспринять мысль.

Более поздняя публикация в журнале SPRAT (№ 61 за 1989 год, есть PDF) сконцентрирована исключительно на измерительной схеме, с объяснением простым понятным языком, чем именно она так хороша. Пять страничек с предельно наглядным графическим материалом таки сумели донести смысл и суть до целевой аудитории. Схема пошла в народ.

Наверное, самым понятным образом принцип работы «моста Зонтаймера» (патент US 3.426.298 от 1966 года) изложен здесь. Есть рисунки и даже формулы, хоть как-то объясняющие измерительный процесс, чем раньше в процитированных журналах нас не радовали.

Сегодня такая концепция более известна под названием «Tandem Mach», но вместо дискретных ферритовых колец обычно используется трансфлюктор (или «бинокль» на радиолюбительском сленге), гарантирующий отличный результат из-за идентичности трансформаторов.

Вот и возникло искушение в этом попрактиковаться.
К примеру, на китайском трансфлюкторе BN-73-302:

Он может гуглиться как «13.3 UI», и даже просто по размеру 13.3*10.3*7.5 mm. Трансфлюктор применим не только в схеме измерения мощности и КСВ, но и в усилителе мощности, на что намекает предыдущее фото.

При тыкании в феррит щупами омметра он не звонится, и, стало быть, соответствует советской маркировке НН. Магнитная проницаемость µ=2500, некоторые лоты данный феррит так и позиционируют прямо в названии - «2500 UI». Стало быть, должен прекрасно работать, начиная с Мегагерца.

Для намотки «Tandem Mach» есть инструкция от Davide Tosatti IW3HEV:

После пятого шага пошла ересь, так как много проще сделать отвод, можно даже скруткой, если так хочется икебаны, и протолкать конец проволоки в отверстие, нежели зачем-то приматывать отдельные кусочки проволоки, получив в итоге то же самое.

И похоже, на последнем кадре надписи перепутаны вообще все, потому как точка соединения одновитковой и многовитковой обмоток в силовой цепи подключается не к передатчику, а к антенне. Что в оригинальной авторской документации, что в любых других иллюстрациях на тему «Tandem Mach». Будьте внимательны.

Количество витков в каждом плече зависит от желаемого напряжения на выходе датчика, и диктуется значением analogReference скетча.

В случае «Меги» максимальное напряжение на аналоговом входе может быть 1.1, 2.56, либо 5 Вольт на выбор. В авторском варианте расширенный функционал девайса потребовал как можно меньшего значения, поэтому на «бинокле» намотано по 20 витков в каждой дырочке. В стандартном же случае, при 5-вольтовой чувствительности, хватит и 8-10 витков.

Обратите внимание, что тут при увеличении числа витков во вторичных обмотках напряжение на выходе датчика уменьшается.

Обычно ожидают противоположного эффекта.

Детектор для QRP лучше собирать по схеме с удвоением напряжения:

Германиевые диоды имеют более монотонную ВАХ, нежели кремниевые. Что, однако, не делает их уникальными и незаменимыми. В крайнем случае можно применить и маломощные кремниевые.

Ещё на выходы датчика ставится по стабилитрону 2С147А, дабы сохранить жизнь присоединённым туда входам Ардуины, если что-то вдруг пойдёт не так. На схеме они не показаны, но по факту есть.

§3.3.1.1 АЧХ Tandem Mach.

Линейность характеристики датчика лучше наблюдать с привлечением ГСС, который выдаёт строго заданное напряжение во всём рабочем диапазоне частот. К сожалению, получить от ГСС удастся лишь ¼ Ватта мощности, что в разы меньше выходной мощности передатчика, однако лицезрению АЧХ это обстоятельство ничуть не мешает.

При испытаниях нет смысла подключать согласованную нагрузку, потому как если в канале «Forward» что-то есть, а в «Reverse» нет ничего, даже и не понять, работает ли измерительный тракт для обратной волны. Поэтому пусть нагрузка специально будет несогласованной.

Для этого к стандартной нагрузке 50 Ω параллельно подпаиваются ещё два последовательно соединённых резистора по 51 Ω каждый, что должно дать КСВ=1.49 (правда, замер показал 1.45, но это объяснимо. Индуктивность добавочных резисторов никак не учтена, а она у обычных двухваттных МЛТ немаленькая).

Картинка получилась такая:

Из-за неединичного КСВ на выход схемы «Tandem Mach» пришло 235 mW вместо 250 mW, что подразумевает как потери в самой схеме (примерно 5 mW), так и нежелание мощности идти из 50-омного источника в 34-омную нагрузку.

Наглядно видно, что мощность замеряется верно, начиная с мегагерца. КСВ - примерно с полутора, а с трёх так и вовсе прецизионно. Потому рабочий диапазон частот 2.7-5.3 MHz отрабатывается датчиком прекрасно.

Из данного графика так же следует, что калибровать датчик можно на любой частоте в пределах его рабочего диапазона. Но, поскольку обычно с увеличением частоты выходная мощность передатчика снижается, частота 3 MHz для калибровки самая подходящая.

§3.3.1.2 Совмещение Tandem Mach с передатчиком.

Дабы смотреть показания не в попугаях, а в осмысленных величинах, да ещё и с учётом всевозможных нелинейностей ВАХ применённых диодов, которые могут быть какими угодно, необходимо провести калибровку.

Для этого схема справа нагружается резистором 50 Ω (отражённой волны быть не должно), а слева подключается передатчик девайса, настроенный на частоту 3 MHz. Выходы детектора подводятся к Ардуине со скетчем, умеющим показывать напряжения на аналоговых входах в «поинтах», в диапазоне от 0 до 1023.

Далее строится график зависимости мощности от «поинтов». Мощность лучше напрямую мерить на нагрузке осциллографом, и далее переводить Vpp в Ватты по калькулятору.

У автора получилась такая экспериментальная зависимость (синие точки):

Через экспериментально полученные точки хорошо бы провести асимптоту, подчиняющуюся математической формуле. Тогда для любого напряжения с датчика, оцифрованного в поинты, по такой формуле можно вычислить мощность в антенне, задействовав оба канала датчика для падающей и отражённой волн.

Экспериментальные данные не всегда точно ложатся на кривую, поэтому для подбора подходящего полинома удобен онлайновый калькулятор типа такого. Степень полинома выбирается по критерию «Correlation coefficient». Особая точность не требуется, но три девятки после запятой желательны.

У германиевых диодов ВАХ близка к квадратичной, как и все зависимости, построенные на базе этого нелинейного элемента. Соответственно, в данном случае достаточно полинома второго порядка. Для кремниевых же диодов такие зависимости близки к кубическим, как следствие, потребуется третий порядок полинома.

Коэффициенты полинома вносятся в скетч, после чего индикатор начинает показывать мощность в милливаттах. Такая точность, в общем-то, и не нужна. Но полезна для измерения КСВ - это вычисляемое значение. Когда небольшое изменение геометрии антенны сразу чувствуется на индикаторе, антенну настраивать проще.

Правильный КСВ-метр должен обнаруживать севшую на антенну ворону :)

Парочка уместных замечаний общего характера:

1. С целью реализации максимально плавной регулировки мощности надо стремиться, чтобы 1023 поинтам (АЦП на аналоговых входах у нас 10-битный) на оси абсцисс соответствовала максимально достижимая неискажённая мощность передатчика (в нашем случае 2300 mW в точке однодецибельной компрессии), плюс небольшой запас процентов в 10.

   Если этого достичь не удаётся, придётся изменить число витков во вторичных обмотках у трансфлюктора датчика, чтобы график пересекал ординату со значением 2.5 W в районе 1000 поинтов.

2. Также полезно понимать, что на максимальной мощности выгоднее получать с датчика 1.1 V, нежели 5 V. В первом случае зависимость нарисуется плавной, как на рисунке. А вот во втором случае мало того, что полином второго порядка с задачей не справится, так и крутизна кривой в правой её части будет существенно больше. Соответственно, выставить точно необходимую мощность не получится.

§4. Оформление в железе.

Где-то раньше на фото вскользь уже фигурировали куски железяки, тем самым намекая, что девайс будет собран отнюдь не в пищевом контейнере с весом в 200 грамм. И вот сейчас настала пора проникнуться этим весомым обстоятельством.

§4.1 «Железяка».

Давайте для воодушевления сперва посмотрим ну кучку железок:

За вычетом радиатора усилителя мощности да четырёх декоративных силовых элементов, всё остальное - это добротная листовая миллиметровая сталь, а профилированные элемены из правой части фото отштампованы из двухмиллиметрового магнитящегося сплава, тоже увесистого.

Ну и судя по тому, как умирают свёрла при сверлении того, что слева на фото, это даже может быть пермаллой, или какая-то из вариаций с его участием. А пермаллой так-то ещё тяжелее стали.

Совершенно понятно, зачем такие материалы были использованы в тех конструкциях, корпуса от которых тут применяются на вторичной основе. Экранирование по промышленному стандарту, и всё такое (посему версия с пермаллоем кажется уместной).

Не то чтобы столь жестокое экранирование было вот прямо необходимо для заурядного трансивера, хотя тоже пригодится. Но механическая прочность лишней точно не будет. И вот с ней-то как раз проблем нет никаких.

Да, на вид, вес и вкус девайс после сборки больше всего станет походить на железный кирпич, и мы это уже отчётливо понимаем. С другой стороны, и ранимость железного кирпича всякими неожиданными обстоятельствами жизни тоже находится где-то на уровне «да и пофиг, чего ему сделается».

Самое же полезное свойство железяки, это чтобы она не умирала, если её уронили ненароком на каменюку, встали на неё случайно сапогом, или там прикрывали ею от ветра газовую горелку.

Из кучки плоских железяк 3d конструкция собирается на винтиках:

Нижняя железная коробка с приёмником и передатчиком пока приоткрыта, демонстрируя доступ к единственному элементу балансировки девайса. Также просматривается самый тонкий из доступных кокаксиальный 50-Ω кабель RG-178 (очень рекомендуется) для подключения к платам выходов синтезатора, находящегося в другой железной коробке. Жгут разноцветных проводов соединяет содержимое этих коробок (число цветов не равно шести, с некоторых пор это стало важно). Провода, по которым ходит звук, экранированы. Больше на всякий случай, нежели по необходимости.

Межплатные соединения выглядят таким образом:

Поскольку верхняя коробка полупустая, в неё вставлен динамик, кричащий в межкоробочное пространство. При ненужности он отключается, потому как есть ещё один динамик в виде тангенты.

Чтобы не городить лишние тумблеры, применена электронная коммутация встроенного динамика на MOSFET-е марки 4N2R6A (первый попавшийся, вырезанный вместе с куском платы из какого-то балансира от умершего блока аккумуляторов к пылесосу), но любой другой тоже подойдёт.

Главное, чтобы сопротивление открытого транзистора не превышало десятков миллиом, а напряжения с ножки Ардуины хватало для открытия канала.

Звук выходит из вот этих боковых дырочек в обе стороны:

По сравнению с железякой, кричащей динамиком на верхней грани, у этой звук более объёмный и естественный. Громкости хватает.

Панели, изготовленные самостоятельно, выполнены из стеклотекстолита - он легко обрабатывается, и даёт достаточную жёсткость. Понятное дело, «Боливар не выдержит двоих» и всё такое, но одного седока осиливает.

Панельки из металла, само собой, будут понадёжней. Может быть, местный автор даже сподобится их напилить, когда найдёт, из чего.

Но и без лишнего металла уже набаралось 1.46 кг.
Железяка получилась брутальной и увесистой.
На всякий случай удобно и ухватисто лежит в руке :)

§4.2 Подключаем антенну.

Считается правильным, когда при подключении антенны шум на выходе приёмника возрастает на 15-20 dB. Такая рекомендация даётся для КВ, и подразумевает разумное использование динамического диапазона тракта.

Но приходится учитывать ещё и локальное зашумление. В городской черте уровень шума примерно на 20 dB выше, нежели на природе, поэтому при втыкании антенны шумовая полка имеет право подняться на 35-40 dB.

Что показывает тест:

При полосе пропускания приёмного тракта 300-2700 Hz в середине 80-метрового любительского диапазона шумовая эфирная дорожка примерно на 36-37 dB выше, чем при выдернутой антенне. С учётом указанных выше соображений, вроде бы всё сделано правильно.

Оставшиеся ~45 dB (с учётом работы системы АРУ) остаются под собственно коммуникацию. Трейс красного цвета на графике - передача любительской станции, слышимой негромко.

При перестройке по всему диапазону (скажем, от 2 до 5 MHz) уровень шума заметно меняется. Полезно нарисовать график, он замысловат:

Здесь зафиксирован эфирный шум с дипольной антенны из оцинкованного стального канатика с учётом полосового диапазонного фильтра (§1.6). График снимался на пустом дневном эфире, при отсутствии станций. Завал в правой части начинается на мегагерц раньше, чем у полосового фильтра, и похоже, это вклад антенны - диполь относится к резонансным системам.

Доказать это можно так.

Учитывая одинаковую природу потерь из-за рассогласования в антенно-фидерном тракте при приёме и передаче, проще всего замерить КСВ в доступном частотном интервале при передаче. Собственно единицы КСВ трактовать затруднительно, так что пересчитаем их в проценты, потому как концепция КПД людям более понятна:

Пересчёт КСВ в КПД делался по этой формуле:

Наглядно видна прекрасная настройка диполя на частоте 3.6±0.1 MHz, а вот при отстройке на 600-700 kHz в сторону передатчик сумеет излучить в эфир только половину номинальной мощности. Причём при работе на приём эффект ровно тот же, микровольтный приёмный тракт продемонстрирует чувствительность 2 µV, падение громкости эфирного шума заметно даже на слух.

Судя по этим графикам, на частотах от 2.9 до 4 MHz реализуется наивысшая чувствительность, причём границы указанного диапазона обусловлены узкополосностью антенны. В случае необходимости работы чуть выше по частоте, на участке 4-5 MHz, антенну придётся перенастроить. Без такой перенастройки весь «партизанский» диапазон не перекрывается.

§4.3 Чистота приёма.

Когда на плату приёмника заводятся четыре разных частоты, а по соседству трудятся ещё четыре тактовых генератора на 12, 16 и 25 MHz, причём всё это в меандре, стоит ожидать массы комбинационных частот по всему диапазону, наблюдаемых в SSB приёмнике в виде свистов.

Местный автор предварительно продумал, как будут взаимодействовать гармоники частоты тактирования ФНЧ на переключаемых конденсаторах MAX7400 (доходит до 120 kHz) с частотой гетеродина. Когда какая-то гармоника частоты тактирования подходит близко к частоте гетеродина, тактирующий генератор чуть сдвигается по частоте, чтобы разностная частота не попадала в звуковой диапазон. Ширина полосы пропускания приёмного тракта (за что отвечают чипы MAX7400) при этом отклоняется на несколько Hz от заданной, однако на слух такое не заметно.

Но не всё можно учесть.

Тем не менее, прогон по диапазону с просмотром «водопада» в пределах всего 80-метрового любительского диапазона не выявил вообще никаких артефактов, способных помешать приёму. Антенна была подключена, время дневное, с пустым эфиром. Супергетеродинная версия данного устройства, выполненная ранее, в тех же условиях дала худший результат.

Однако, если антенну выдернуть, и повторить эксперимент, то всё-таки можно увидеть спуры, правда, ниже эфирных шумов по энергетике:

Заодно мы видим, что спура с частотой 1.5 kHz на зелёном графике (именно там находится точка, в которую мы настраиваемся гетеродином приёмника, относительно неё в тракте Уивера перегибаем спектр пополам, а после фильтрации IQ каналов относительно неё же разворачиваем перегнутый спектр обратно) находится по крайней мере на 15 dB ниже уровня шумов эфира, а потому совершенно не слышна ухом.

Ещё четыре спуры - это единственная помеха, которая, складываясь и вычитаясь в балансном модуляторе с опорной частотой, даёт четыре сигнала разной амплитуды (эффект «зеркалирования» в тракте Уивера). Спуры будут стоять попарно по разные стороны от частоты опоры, причём симметрично, ежели смотреть на спектр в линейном, а не логарифмическом масштабе.

Если экранирование платы с Ардуиной, синтезатором и звуковой картой, оснащёнными кварцевыми генераторами, делителями их частоты, и т.п., достаточно хороша, то комбинационные частоты также оказываются по энергетике ниже шумовой дорожки, как продемонстрировано рисунком.

§4.4 Выбег частоты.

В прошлый раз, когда пришлось иметь дело с модулем тактового генератора SI5351A, местному автору крайне не понравился существенный выбег частоты при старте. Но поскольку никто на этот параметр не жалуется, была мысль о каком-то браке. К примеру, чтобы тот генератор вообще завёлся, пришлось на его плате перепаивать детальку.

В этот раз очевидного брака не было, всё включилось и заработало сразу. Но давайте настроим девайс на китайскую станцию эталонного времени и частоты (5 MHz ровно), и по логу связного софта WSJT-X v.2.2.1 посмотрим на стабильность гетеродина относительно несущей эталонной станции:

График по сути скорее качественный, нежели количественный. Но думается, такие вещи, как дисперсия Аллана, мало кому знакомы, так что и не будем о них.

Если понимать, что принятый радиосигнал, прошедший через ионосферу, подвержен флуктуациям частоты (обычно ±½ Hz или даже больше), то разброс экспериментальных точек в облаке по вертикали никаких вопросов не вызывает, а вот общий ход кривой нелицеприятен.

Действительно, первые 15-20 минут частота синтезатора ощутимо плывёт, выбег частоты доходит до 15 Hz. Далее мы видим относительно медленный дрейф, предположительно связанный с прогревом внутренностей железной коробки. Суммарное потребление электроники и радиотехники доходит до 1.5 W, и в конечном итоге вся эта мощность переводится в тепло.

Так получается, китайский модуль SI5351A с не термокомпенсированным кварцевым резонатором мало подходит для серьёзного применения. Ему, конечно, можно поменять штатный кварц на TCXO (пример), либо придётся смириться с выбегом частоты сразу после включения аппарата.

§4.5 Эфирная проверка.

Ранее местный автор придумал бы и перепробовал множество способов проверки качества радиоканала, чем, собственно, он увлечённо занимался. Но рано или поздно Дао может и должно быть постигнуто, так что теперь это делается совсем просто. Буквально подручными методами.

§4.5.1 Усиление приёмного тракта.

Выход приёмного тракта девайса напрямую заведён на вход встроенной в девайс звуковой карты, и далее сквозь встроенный USB хаб оцифрованный звук уходит в связной софт. Который, конечно же, непременно оборудован индикатором уровня входа, краснеющим при перегрузке. Задача оператора проста до предела - регулятором уровня входа звуковой карты девайса (что делается из операционки) обеспечить правильную амплитуду звука. Чтобы индикатор уровня в приёмном софте не краснел.

С этим сильно повезло.

На городском эфире при полном усилении звуковой карты связной софт как раз видит оптимальный уровень сигнала. С наступлением сумерек, когда открывается прохождение, движок регулятора чувствительности звуковой карты можно сместить в положение от ⅔ до ¾ шкалы.

На лоне природы будет всё то же самое, только усиление звуковой карты придётся увеличить крыжиком на +20 dB, что является штатной функцией звуковухи.

То есть при проектировании девайса усиление приёмного тракта, а так же порог срабатывания и глубина регулировки АРУ выбраны правильно. Хотя аппарат полностью создавался «на столе», где и антенны-то никакой нет.

§4.5.2 Сравнительное тестирование чувствительности.

На удалении примерно в сотню км у местного автора счастливо случился WSPR (производное от «The Weak Signal Propagation Reporter») скиммер с позывным RX9O.

Если смело предположить, что зашумлённость индустриальными помехами у скиммера примерно такая же, а антенны соизмеримые, то при сравнении приёма одних и тех же маяков можно оценить чувствительность железяки относительно чувствительности скиммера. Расстояние около 100 км для КВ «ни о чём», оба сравниваемых приёмника можно считать стоящими рядом.

Причём это будет весьма пессимистичная оценка. Индустриальные помехи вокруг человейников всяко больше, чем на природе, где живёт скиммер. Ну и антенна у местного автора горизонта не видит, и смотрит в зенит, ибо висит низко. Со всеми соответствующими последствиями.

Понимая всё это верно, можно с осторожностью сопоставить строчки логов связного софта WSJT-X (my), с фрагментом лога скиммера (sc) за ночь:

Time, UTC	SNR, dB			Frequency	Power dBm	Call	QTH	Distance, km
	my	sc.	Δ					my	sc.
18:02	-28	-19	-9	3.5700762	+23	RT9K	MP84vw	1129	1225
18:22	-28	-22	-6	3.5700642	+23	EX0DX	MN72fu	1451	1493
18:42	-30	-22	-8	3.5701083	+23	RT9K	MP84vw	1129	1225
18:42	-28	-20	-8	3.5701153	+23	EX0DX	MN72fu	1451	1493
19:02	-30	-21	-9	3.5700205	+23	RT9K	MP84vw	1129	1225
19:02	-28	-20	-8	3.5700341	+23	EX0DX	MN72fu	1451	1493
19:22	-28	-21	-7	3.5700180	+23	EX0DX	MN72fu	1451	1493
19:42	-27	-19	-8	3.5701621	+23	EX0DX	MN72fu	1451	1493
19:42	-32	-19	-13	3.5701875	+23	RT9K	MP84vw	1129	1225
20:02	-28	-20	-8	3.5701862	+23	RT9K	MP84vw	1129	1225
20:42	-26	-18	-8	3.5700751	+23	EX0DX	MN72fu	1451	1493

Принимаются те же два маяка в пределах односкачкового механизма распространения радиоволн (то есть до полутора тысяч км), что и обычно.

Из интересного можно отметить видимость скиммером европейского маяка RD9WSP с практически таким же уровнем слышимости, что и уместных маломощных маяков. Но наша железяка его обнаруживает не всякую ночь, а только когда очень повезёт. Так проявляется разница антенн - они отнюдь не изотропные. Используемая местным автором низкоподвешенная антенна зенитного излучения смотрит своим лепестком диаграммы направленности вверх, но не в горизонт.

Что касается чувствительности девайса, в среднем она на 8.4 dB хуже, чем у скиммера. Полагая чутьё скиммера около 0.4 µV (это оценочное суждение по результатам более ранних исследований, весьма похожее на правду), получаем чувствительность железяки порядка 1.06 µV.

Циферки получились ровно такие же, как и в §1.8.3.1 и §1.8.3.2, но это случайность. Неслучайно только то, что им полагается быть соизмеримыми.

С учётом заведомо худших условий приёма как по помеховой обстановке, так и по антенне, в эфире человейника мы не увидели результата лучше, нежели в лабораторных синтетических тестах. В §1.3.3.1 это даже было предугадано - чтобы перейти на размерности менее микровольта, всё-таки надо выезжать на природу.

Тем не менее, оценка чувствительности девайса в районе микровольта подтверждается.

§4.5.3 Проверка качества модуляции.

В AFP-FSK модеме радиочастотный сигнал рождается затейливым образом, через оцифровку частоты звукового. Действие дискретное, потенциально могущее породить артефакты. Поэтому было бы интересно принять свой сигнал где-нибудь вдалеке, на пределе чувствительности. И сравнить с тем, что слышит наш девайс из того же удалённого региона. Хочется паритета в этом вопросе.

Удобно воспользоваться WSPR модой. Внимания не требует, и от заката до рассвета девайс самостоятельно насобирает входящие споты, а исходящие можно посмотреть на логгере WSPRnet. Из спотов надо отобрать те, что подальше, сравнив энергетику станций. И чтобы эти станции принимались не по разу, а слышны были на протяжении какого-то времени.

Так, стабильно принимается сигнал двухваттной станции из окрестностей Владивостока, дистанция 3630 км. Уровень от -27 до -22 dB, прохождение длится четыре часа. Однако связь односторонняя, наш девайс с ровно такой же мощностью корреспондент почему-то не услышал.

Зато чуть дальше, на японском острове Сикоку, с расстояния 4460 км сигнал девайса принимался на протяжении часа с рапортом -26 dB. Что примерно соизмеримо.

Если смотреть в другую сторону, то в Германии есть город Шварценберг. Ну само собой, как такому городу не быть. Станция вблизи него с всего полуваттной мощностью услышана девайсом с уровнем от -24 до -22 dB. Дальность 4563 км, прохождение длилось почти час.

Чуть южнее, с расстояния 4937 км, девайс был принят с рапортом -27 dB, слышно его было полтора часа.

Таким образом, что в восточном, что в западном направлении, два Ватта в моде WSPR слышно на 4-5 тыс. км, то есть по двухскачковому механизму распространения радиоволн. Девайс тоже принимает станции с такой же и меньшей мощностью из примерно тех же районов, его чувствительность для этого достаточна.

Похоже, с модуляцией FSK сигнала у девайса всё нормально.
Да и с демодуляцией тоже.

§4.5.4 Проверка LSB на слух.

С целью оценки правильности подбора времени срабатывания АРУ стоит настроиться на что-то местное, стесняющееся звучать без «плюсов», и послушать, как ведёт себя тракт в паузах между словами, особенно в тех самых «плюсах». К примеру, вот запись вечернего ритуала прощания:

Если плеер работать откажется, есть альтернативная ссылка.

Звуковой файл отнят у FLDIGI, поэтому он должен быть совместим с любым плеером или спектральным софтом типа «SpectraPLUS»

Динамический диапазон по выходному сигналу примерно 15 dB:

Можно прогнать этот звук через любой спектральный софт и посмотреть, что происходит на частоте «перегиба» спектра по Уиверу. Тут полоса приёма по низкой частоте выставлена от 200 до 2700 Hz, поэтому «дыру Уивера» надо визуально искать в районе 1450 Hz - SSB телефон на представленной выше записи спектрально выглядит примерно так:

На чистом шуме эфира «дыра Уивера» заметна в виде провала в 7-10 dB, и шириной около 20 Hz. При разговоре зафиксировать инструментально её сложно, а уж понять на слух, что с полосой тут что-то не так, вряд ли получится. Запись для таких экспериментов как раз и предоставляется.

Несмотря на довольно мощные эфирные сигналы, инверсная составляющая метода Уивера себя не проявляет. Тут она ниже породившего её основного сигнала на 45-50 dB, и вряд ли обнаружима. По крайней мере, точно не на речевом сигнале.

§4.6 Характеристики.

Все они замерены или оценены по ходу конструирования девайса, осталось их свести в одну таблицу.

Параметр:	Значение:
Номинальное напряжение питания: Возможный диапазон питающего напряжения:	12.2 V 10.0-13.8 V
Номинальный частотный диапазон:	2.7-5.3 MHz.
Режим работы:	Однополосный, LSB / USB
Виды модуляции приём / передача: Только на приём:	AFP-FSK, CW Голос LSB / USB
Выбег частоты за 10 минут прогрева:	10-12 Hz
Энергопотребление при питании 12.2 Вольт - приём c шумом эфира в динамике: - передача на мощности 1.0 Ватт: - передача на мощности 2.0 Ватта: - передача на мощности 2.3 Ватта:	120 mA 430 mA 570 mA 620 mA
Приёмник:
Возможность работы за диапазоном:	Да, через CAT-интерфейс.
Чувствительность 12 dB SINAD:	~1 µVrms полоса 2400 Hz
Полоса пропускания:	≤2600 Hz
Уровень собственных шумов:	21.7 dB
Подавление соседнего канала:	>70 dB
Динамический диапазон - не эфирный, по приборам: - городской эфир, ≥12 dB SINAD: - по перекрестным помехам:	0.2 µVrms - 50 mVrms, 108 dB ~ 1 µVrms - 50 mVrms, 94 dB 97 dB
Неравномерность АРУ от S9 до S9+60 dB	~5 dB
Максимальная амплитуда выходного сигнала, - подводимая ко входу звуковой карты: - на 8 Ω динамике:	200 mVpp 5 Vpp без клиппирования
Передатчик. Нагрузка при всех измерениях 50 Ω, F=3.6 MHz, U=12.2 V
Мощность при однодецибельной компрессии:	2.3 Ватта
Потребление тока:	500 mA (только передатчик)
Выходная мощность:	2.3 Ватта
КПД передатчика при 12.2 Вольт ⇒ 2.3 Ватт:	33 %
Выходная мощность при напряжении питания: - 10 Вольт: - 11 Вольт: - 12 Вольт:	1.60 Ватт 1.98 Ватт 2.25 Ватт
Возможность управления мощностью:	снижение вплоть до 1 mW
Режим работы на передачу:	Продолжительный.
Последствия - при обрыве антенны: - при закорачивании антенны:	ничего не случается. не проверялось.

§4.7 Заключение.

Местному автору очень понравился приёмный тракт Уивера, пусть даже собранный по максимально простой схеме. Особо впечатлила возможность узкополосного приёма внутри канала, когда нажатием кнопок можно изменить полосу приёма с 300-2700 Hz, до, скажем, 1400-1800 Hz, принимая какой-нибудь WSPR с отфильтровкой всего ненужного с качеством хорошего кварцевого фильтра.

Причём про соседние каналы приёма метод Уивера даже и не знает :)

В итоге получился приёмный тракт с хорошей динамикой и малыми собственными шумами (правда, тут всё сильно от применённых деталек зависит), просто настраиваемый, если понимать логику его работы.

Фактически вышла связная железяка, через которую слышно всех тех, с кем местные радиолюбители разговаривают. Ну и не радиолюбители тоже.

Переход с довольно простенькой Arduino Nano на чуть более продвинутую Mega дал больше ножек и ресурсов, которых теперь хватает для разных затей. О чём, впрочем, тут разговаривать не станем.

Ну и оформление девайса в монументальном дизайне «железный капут» создаёт ощущение вещи, сделанной на века, которую теперь можно долго и с удовольствием программировать под «разные затеи», обучая её всяким фокусам.

Локальная версия статьи: ZIP, 32.37 МБ

Возможен ли разговор двух Ардуин на КВ?

Заменяем Баофенг Кваншенгом. Уже можно.

Космическое время из USB донгла.

№ 1Автор велик и мудр. Уважение